第4章 噪声与干扰.ppt

第4章 噪声与干扰,4.1 噪声 4.2 邻道干扰与同频道干扰 *4.3 互调干扰,4.1 噪 声,4.1.1 噪声的分类与特性 移动信道中加性噪声(简称噪声)的来源是多方面的， 一般可分为： 内部噪声；自然噪声； 人为噪声。 内部噪声是系统设备本身产生的各种噪声。不能预测的噪声统称为随机噪声。自然噪声及人为噪声为外部噪声，它们也属于随机噪声。依据噪声特征又可分为脉冲噪声和起伏噪声。脉冲噪声是在时间上无规则的突发噪声，例如， 汽车发动机所产生的点火噪声，这种噪声的主要特点是其突发的脉冲幅度较大，而持续时间较短；从频谱上看，脉冲噪声通常有较宽频带；热噪声、散弹噪声及宇宙噪声是典型的起伏噪声。,在移动信道中，外部噪声(亦称环境噪声)的影响较大，美国ITT(国际电话电报公司)公布的数据示于图4-1。图中将噪声分为六种： 大气噪声； 太阳噪声； 银河噪声； 郊区人为噪声； 市区人为噪声； 典型接收机的内部噪声。其中，前五种均为外部噪声。有时将太阳噪声和银河噪声统称为宇宙噪声。大气噪声和宇宙噪声属自然噪声。图中，纵坐标用等效噪声系数Fa或噪声温度Ta表示。Fa是以超过基准噪声功率N0(=KT0BN)的分贝数来表示，即,(4-1),式中，k为波兹曼常数(1.38×10-23J/K)，T0为参考绝对温度(290K)，BN为接收机有效噪声带宽(它近似等于接收机的中频带宽)。 由式(4 - 1)可知，等效噪声系数Fa与噪声温度Ta相对应，例如Ta=T0=290K, Fa=0dB; 若Fa=10dB，则Ta=10T0=2 900K，等等。 在301 000MHz频率范围内，大气噪声和太阳噪声(非活动期)很小，可忽略不计；在100 MHz以上时，银河噪声低于典型接收机的内部噪声(主要是热噪声)，也可忽略不计。因而，除海上、航空及农村移动通信外，在城市移动通信中不必考虑宇宙噪声。,图 4 1 各种噪声功率与频率的关系,例4-1 已知市区移动台的工作频率为450 MHz，接收机的噪声带宽为16kHz，试求人为噪声功率为多少dBW。 解 基准噪声功率,由图 4 - 1 查得市区人为噪声功率比N0高25dB，所以实际人为噪声功率N为,4.1.2 人为噪声,所谓人为噪声，是指各种电气装置中电流或电压发生急剧变化而形成的电磁辐射，诸如电动机、电焊机、高频电气装置、电气开关等所产生的火花放电形成的电磁辐射。 在移动信道中，人为噪声主要是车辆的点火噪声。图4-2为典型点火电流的波形。图中，一个超过200A的点火尖脉冲，其宽度约为15ns, 相应频谱的高端频率达200MHz至1GHz, 低于100A的火花脉冲宽度约为20ns,相应频谱的高端频率为50MHz。假定一台汽车发动机有8个气缸，每个气缸的转速是3 000r/min，由于在任一时刻只有半数气缸在燃烧，所以可计算出一台汽车每秒钟产生的火花脉冲数为,图 4 2 典型点火电流波形,(火花脉冲/秒),假如有许多车辆在道路上行驶，那么火花脉冲的数量将被车辆的数目所乘。汽车噪声的强度可用噪声系数Fa表示，它与频率的关系如图 4 - 3 所示。图中，基准噪声功率为-134dBm， 即常温条件下(290K)，噪声带宽为10kHz时的噪声功率。图中给出了两种交通密度情况，由图可见， 汽车火花所引起的噪声系数不仅与频率有关，而且与交通密度有关。交通流量越大， 噪声电平越高。由于人为噪声源的数量和集中程度随地点和时间而异，因此人为噪声就地点和时间而言，都是随机变化的。统计测试表明，噪声强度随地点的分布近似服从对数正态分布。,图 4 3 汽车噪声与频率的关系,图 4 4 几种典型环境的人为噪声系数平均值,由图可见，城市商业区的噪声系数比城市居民区高6dB左右，比郊区则高12dB。人为噪声(100 MHz以上)在农村地区可忽略不计。图 4 - 5 给出了城市商业区、居民区和郊区的噪声系数Fa的标准偏差Fa随频率变化的关系。由图可见，城市商业区的Fa最大，随着频率增高，起伏也增大；在居民区及郊区，频率增高，Fa值减小。,图 4 5 噪声系数Fa的标准偏差,4.1.3 环境噪声和多径传播对话音质量的综合影响,图 4 6 对不同信噪比，话音质量的主观评定结果,4.1.4 发射机产生的噪声及寄生辐射,1. 发射机边带噪声 通常，发射机即使未加入调制信号，也存在以载频为中心、分布频率范围相当宽的噪声，这种噪声就称为发射机边带噪声，简称发射机噪声。典型移动电台发射机的噪声频谱如图 4 - 8 所示。由图可见，发射机的噪声频带约为23MHz，它比频道间隔(如25kHz)大得多，它不仅在相邻频道内形成干扰，而且会在几兆赫的频带内产生影响。,图 4 8 发射机的噪声频谱,2. 发射机的寄生辐射,图 4 9 倍频器产生的寄生信号,为减小寄生辐射，在发射机中需注意以下问题： (1) 倍频次数要尽可能小； (2) 各级倍频器应具有良好的滤波性能； (3) 各级倍频器之间应屏蔽隔离， 防止电磁耦合或泄漏； (4) 发射机的输出回路应具有良好的滤波性能， 以抑制寄生分量。,4.2 邻道干扰与同频道干扰,4.2.1 邻道干扰,所谓邻道干扰是相邻的或邻近频道的信号相互干扰。目前，移动通信系统广泛使用的VHF、UHF电台，频道间隔是25kHz。然而，调频信号的频谱是很宽的，理论上说，调频信号含有无穷多个边频分量，当其中某些边频分量落入邻道接收机的通带内，就会造成邻道干扰。,因话音信号调频波的频谱分析和定量计算十分繁杂，通常采用单音频调频波进行分析。假设单音频调频波为,式中： 调频指数； 调制信号角频率； 0载波角频率。,（4-2）,将式(4 - 2)展开并经运算可得,(第一对边频),(第二对边频),(第三对边频),(第n对边频),图 4 10 邻道干扰示意,其中, nL为落入邻近频道的最低边频次数，Fm为调制信号的最高频率(如3kHz), Br表示频道间隔，BI为接收机的中频带宽。令收、发信机频率不稳定和不准确造成的频率偏差为fTR，那么在最坏情况下，落入邻道接收机通带的最低边频次数为,若已知调频电台的频偏为f, 则调频指数=f/Fm就可确定，由式(4-4)求出nL后，就能求出边频分量的幅度JnL()， 以及JnL+1()、JnL+2()等等，从而求出落入邻道的调制边带功率与载波功率之比值。若已知发射机功率，则能求得落入邻道的边带功率。,例 4-2 已知某移动台的辐射功率为10W，频道间隔Br为25kHz，接收机中频带宽BI为16kHz，频偏为5kHz，收发信机频差fTR=2kHz，最高调制频率Fm为3kHz。假设该移动台到另一移动台(邻道)接收机的传输损耗为100dB， 试求落入邻道接收机的调制边带功率。 解：,同理也可求得落入邻道的第6，7，等边频的相对幅度， 但因它们远小于第5边频分量，故可忽略不计。因此， 可以求出第5边频相对于载波功率为,已知移动台辐射功率为10W，即10dBW，传输损耗100 dB，所以落入邻道的边带功率为,4.2.2 同频道干扰与射频防护比,能构成同频道干扰的频率范围为f0±BI/2, f0为载波频率，BI为接收机的中频带宽。,表 4 1 射 频 防 护 比,4.2.3 同频道再用距离,为了提高频率利用率，在满足一定通信质量的条件下，允许使用相同频道的无线区之间的最小距离为同频道再用的最小安全距离，简称同频道再用距离或共道再用距离。所谓“安全”系指接收机输入端的有用信号与同频道干扰的比值已大于射频防护比。 假定各基站与各移动台的设备参数相同，地形条件也是理想的。这样，同频道再用距离只与以下诸因素有关： (1) 调制制度。,(2) 电波传播特性。假定传播路径是光滑的地平面，路径损耗L由下式近似确定：,式中，d是收、发天线之间的距离；ht、hr分别是发射天线和接收天线的高度。如果d以km计，ht、hr均以m计， 则 (3) 基站覆盖范围或小区半径r0。 (4) 通信工作方式。 。 (5) 要求的可靠通信概率。,（4-6）,图 4 11 同频道再用距离,假设基站A和B使用相同的频道，移动台M正在接收基站A发射的信号，由于基站天线高度大于移动台天线高度，因此当移动台M处于小区的边沿时，易于受到基站B发射的同频道干扰。假若输入到移动台接收机的有用信号与同频道干扰之比等于射频防护比，则A、B两基站之间的距离即为同频道再用距离，记作D。由图可见：,式中，DI为同频道干扰源至被干扰接收机的距离，DS为有用信号的传播距离，即为小区半径r0。,（4-7）,通常，定义同频道再用系数为,由式(4 - 7)可得同频道再用系数,设干扰信号和有用信号的传播损耗中值分别用LI和LS表示，由式(4 - 6)可列出：,所以传播损耗之差为,设A基站和B基站的发射功率均为PT，则移动台M接收机的输入信号功率和共频道干扰功率分别为：,若取射频防护比为8dB，可求得,若考虑到快衰落及慢衰落，式中S/I将大于8dB。理论分析和实验表明，按无线区内可靠通信概率为90%考虑， S/I约需25dB，这样可得,*4.3 互调干扰,4.3.1 互调干扰的基本概念及分类,一般非线性器件的输出电流ic与输入电压u的关系式可写为,式中，ak为非线性器件的特性系数，通常有a1a2a3。 假设有两个信号同时作用于非线性器件，即,(1) 在各个失真项中都包含A和B的高次谐波分量(nA和nB), 这些谐波分量的频率通常远离接收机的调谐频率0， 而且不属于互调频率，这里不予考虑。 (2) 在二阶(n=2)失真项中，会出现A+B和A-B两种组合频率。由于接收机的输入电路及高频放大器具有调谐回路，即具有选择性，这两种频率的干扰信号必将受到很大抑制，不易形成互调干扰。这是因为A和B往往都接近0， 从而使A+B和A-B远离接收机的调谐频率0，不可能形成互调干扰。,(3) 在三阶(n=3)失真项中，会出现2A-B、2B-A、 2A+B与2B+A等组合频率，这里，后两项的性质类似于二阶组合频率中的A+B可以忽略。但对于2A-B和2B-A两项而言，当A和B都接近于有用信号的频率0时，很容易满足以下条件： 这条件说明，2A-B和2B-A两项频率不仅可以落入接收机的通频带之内，而且可以在A和B都靠近于0的情况下发生，因为接收机的输入电路对频率靠近其工作频率的干扰信号不会有很大的抑制作用，因而这两种组合频率的干扰对接收机的危害比较大。通常把这两种组合频率的干扰称为三阶互调干扰。,(4) 同理，可以看出，在五阶(n=5)失真项中，具有危害性的组合频率是3A-2B或3B-2A，通常把这两种组合频率的干扰称之为五阶互调干扰。 因为在非线性器件中，系数a5a3，因而高阶互调的强度一般都小于低阶互调分量的强度。这就是说，五阶互调干扰的影响小于三阶互调干扰的影响，因而在一些实际系统的设计中，常常只考虑三阶互调干扰，至于七阶以上的互调干扰，因为其影响更小，故一般都不予考虑。,倘若在非线性电路的输入端同时出现三个不同频率的干扰信号，即 按同样方法分析可以看出，其中危害最大的互调频率是三阶互调中的A+B-C, A+C-B和B+C-A等项， 以及五阶互调中的2A-2B+C等项。 有的地方把两个干扰信号产生的三阶互调称之为三阶-型互调，把三个干扰信号产生的三阶互调称之为三阶-型互调。,4.3.2 发射机的互调干扰,图 4 12 基站发射机互调干扰示意图,假设发射机A、B的输出功率均为P(dBW)，这时发射机A输出的三阶互调干扰功率为,式中，LC为耦合损耗，LI是互调转换损耗。 (1) 耦合损耗LC。耦合损耗LC是发射机B的输出功率与它进入发射机A末级功放的功率之比。这里有两种情况：一种是两部发射机共用一副天线，LC取决于天线共用器的隔离度(典型值为25dB)；另一种是各发射机分用天线，这时耦合损耗取决于天线之间和馈线之间的耦合强弱；此外，还与发射机和天线之间是否插入隔离器、滤波器等有关。,图 4 13 分用天线间的耦合损耗 (a) 垂直分离； (b) 水平分离,(2) 互调转换损耗LI。,图 4 14 三阶互调转换损耗曲线,图 4 15 系统间发射机互调干扰,移动台以频率f0与基站B通信，基站A产生的三阶互调频率(2f1-f2)正好等于频率f0，假定：移动台距基站A和基站B的距离分别为d1=1km与d2=30km; 两个基站的发射机功率均为10 W；基站天线高度均为30m，天线增益均为4dB；移动台天线高度为3m, 天线增益为0dB；工作频段为150MHz; 工作环境为郊区；基站A发射机输出的三阶互调功率为-58dBW。 此外，假定发射机的互调干扰可按同频道干扰处理，即要求中等话音质量(3级)时，有用信号功率与互调干扰功率之比必须大于8dB。 到达移动台接收机的互调干扰功率PIM为,式中：PTIM是基站A输出的三阶互调功率； G是基站A的天线增益； LA是传播损耗中值。,同样可求出有用信号由基站B到达移动台的传输损耗中值为 147dB， 因而到达移动台接收机的信号功率为,因此，在移动台接收机的输入端，有用信号与互调干扰功率之比为,在给定条件下工作，移动台距产生互调干扰的基站A的距离不能小于1km; 如果要进一步缩小距离(d1)，则必须设法降低基站A所产生的互调电平。 减小发射机互调电平的措施包括： (1) 尽量增大基站发射机之间的耦合损耗LC。各发射机分用天线时，要增大天线间的空间隔离度；在发射机的输出端接入高Q带通滤波器，增大频率隔离度；避免馈线相互靠近和平行敷设。 (2) 改善发射机末级功放的性能，提高其线性动态范围。 (3) 在共用天线系统中，各发射机与天线之间插入单向隔离器或高Q谐振腔。,图 4 16 采用单向隔离器的发射机系统,例 4 3 图 4 - 16 所示的电路中，发射机T1、T2的输出功率均为10W(即10dBW)，f1=f2+0.1MHz，单向环行器Y1、 Y2和桥式混合电路H的特性均采用上述的典型值。试分析计算发射天线输入端的信号功率和(2f1-f2)互调干扰功率。 解 计算信号功率比较简单，发射机T1、T2输出的功率分别经Y1、Y2和H电路的衰减后，为,互调干扰功率的计算包括耦合损耗和互调转换损耗的计算。其中，耦合损耗LC包括Y2的插入损耗、H的隔离度和Y1的反向损耗，即,因此，进入发射机T1的f2功率P(f2)为,这样发射机T1输出端的三阶互调(2f1-f2)功率为,加上Y1的插入损耗和H的插入损耗，送入天线的互调干扰功率为,4.3.3 接收机的互调干扰,为减轻接收机的互调干扰，可以采取下列措施： 高放和混频器宜采用具有平方律特性的器件(如结型场效应管和双栅场效应管)； 接收机输入回路应有良好的选择性，如采用多级调谐回路，以减小进入高放的强干扰； 在接收机的前端加入衰减器，以减小互调干扰。因为经过非线性电路后，有用信号的幅度与a1u成比例，而三阶互调分量的幅度与a3u3成比例，当把输入的信号与干扰均衰减10 dB时，互调干扰将衰减30 dB。,接收机抗互调干扰能力用互调抗拒比SI(以dB计)表示，它表征了接收机对于满足互调频率关系的两个或多个无用信号的抑制能力，并用干扰信号与接收机灵敏度的相对电平(dB数)来表示。测试中，当输入有用信号的电平比灵敏度高3dB时，引入适当的互调干扰使接收机输出的信纳比保持为12dB。这时，输入的互调干扰电平与有用信号电平的比值(以dB计)，即为接收机的互调抗拒比。在我国的公用移动通信系统中要求接收机对两信号三阶互调的互调抗拒比指标为70dB。,所谓等效干扰电平是将接收机中由互调产物引起的干扰，等效为接收机输入端调谐频率上的干扰电平。根据分析和大量测试结果，典型接收机对两信号三阶互调的等效互调干扰电平近似满足下列关系式： 式中，PIM为接收机输入端的等效互调干扰功率； A、B分别为在接收机输入端收到的来自各干扰发射机的功率; f是各干扰频率偏离接收机标称频率的平均值(以MHz计)，C 2,3为两信号三阶互调的互调常数，约为-10dB。,对于一般移动通信系统而言，三阶互调的影响是主要的，其中又以两信号三阶互调的影响最大。接收机的互调干扰， 可折算为同频道干扰来估算它对通信的影响，即为了保证一定的接收信号质量， 应当满足,式中，PSV为接收机的灵敏度(以dBW计)；PIM为接收机的等效互调功率(dBW); 为射频防护比(dB)。,例 4 4 在图 4-15 所示的电路中，设通信环境是中等起伏地和市区，基站A的发射频率fA=451MHz，基站B的发射频率fB=452MHz，移动台接收频率f0=450MHz，d1=100m, d2=200m, 基站发射机的输出功率均为100W，基站天线增益Gb均为6dB，天线高度hb=200m，移动台的天线增益Gm=3dB，天线高度为3m，已知移动台接收机的灵敏度为-146 dBW。试求在移动台接收机输入端三阶互调干扰的功率，并说明接收信号能否满足3级话音质量要求。 解 根据给定的条件，计算接收机互调干扰功率的步骤与结果如表 4-2 所示。由于干扰台与接收台距离比较近， 因此传播损耗中值近似按直射波计算。,表 4 2 例 4 - 4 计算步骤与结果,表 4 2 例 4 - 4 计算步骤与结果,4.3.4 无三阶互调的频道组,产生三阶互调干扰的频率是：,或,其中，fi、fj、fk是频率集合f1, f2, , fn中的任意三个频率，fx也是该频率集合中的一个频率。,图 4 17 频道编号,假设初始频率为f0(=f1-B)，则任一频道的频率可以写成,(4-29),例如，i=1, x=4, 则有,式(4 - 29)的三阶互调关系式用频道序号的差值表示为,例 4 5 在图 4 - 17 所示的12个频道中，若等间隔地选其中五个频道，如1, 3, 5, 7, 9号作为一个无线区使用的频道， 试判别无线区内是否存在三阶互调干扰。 解 由式(4 - 33)可知，如果在所有的频道序号差值中，出现di,x=dk,j就说明有互调干扰；反之，在所有的频道序号差值中，未出现相同的差值，则表明无三阶互调。根据给定的五个频道，排出所有的序号差值，如表4-3，就形成了差值阵列。,表 4 3 例 4 - 5 频道序号差值阵列,表 4 4 无三阶互调频道组,表 4 5 无三阶互调、无邻道干扰频道差值序列,无线电语音广播所指配的工作频段是: 中频(MF)： 5351 605 kHz 甚高频(VHF): 88108 MHz 电视广播的频段是： 甚高频(VHF)： 低段5488 MHz 高段174216 MHz 超高频(UHF): 470890 MHz 此外， 雷达发射机也是一个危害较大的干扰源，因为它有很大的峰值功率(如几兆瓦)和较多的谐波，因此对移动通信的影响也较大。,