第2章整流电路3-9节.ppt
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1、2019/4/15,1,电力电子技术 电子教案,第2章 整流电路,2019/4/15,2,目录,2.3 变压器漏感对整流电路的影响 2.4 电容滤波的不可控整流电路 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 2.5 整流电路的谐波和功率因数 2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数 分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数 分析 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 2.6 大功率可控整流电路 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 2.6.2 多重化整流电路,201
2、9/4/15,3,目录,2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.7.1 逆变的概念 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 2.8 晶闸管直流电动机系统 2.8.1 工作于整流状态时 2.8.2 工作于有源逆变状态时 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 2.9 相控电路的驱动控制 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2.9.2 集成触发器 2.9.3 触发电路的定相 本章小结,2019/4/15,4,2.3 变压器漏感对整流电路的影响,考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响,该漏感可用一个集中的电感LB表示 以三相半波为例,然后将结论推广 VT
3、1换相至VT2的过程: 因a、b两相均有漏感,故ia、ib均不能突变,于是VT1和VT2同时导通,相当于将a、b两相短路,在两相组成的回路中产生环流ik。ik=ib是逐渐增大的,而ia=Id-ik是逐渐减小的。当ik增大到等于Id时,ia=0,VT1关断,换流过程结束。,图2-25 考虑变压器漏感时的 三相半波可控整流电路及波形,2019/4/15,5,2.3 变压器漏感对整流电路的影响,换相重叠角换相过程持续的时间,用电角度g表示 换相过程中,整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值 (2-30) 换相压降与不考虑变压器漏感时相比,ud平均值降低的多少 (2-31),20
4、19/4/15,6,2.3 变压器漏感对整流电路的影响,换相重叠角g的计算 (2-32) 由上式得: (2-33) 进而得出: (2-34),2019/4/15,7,2.3 变压器漏感对整流电路的影响,当 时, ,于是 (2-35) (2-36) g 随其它参数变化的规律: (1) Id越大则g 越大; (2) XB越大g 越大; (3) 当a90时, 越小g 越大。,2019/4/15,8,2.3 变压器漏感对整流电路的影响,变压器漏抗对各种整流电路的影响 表2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算 注:单相全控桥电路中,环流ik是从-Id变为Id。本表所列通用公式不适用; 三相桥等效
5、为相电压等于 的6脉波整流电路,故其m=6,相电压按 代入。,2019/4/15,9,2.3 变压器漏感对整流电路的影响,变压器漏感对整流电路影响的一些结论 (1) 出现换相重叠角g ,整流输出电压平均值Ud降低。 (2) 整流电路的工作状态增多 (3) 晶闸管的di/dt 减小,有利于晶闸管的安全开通。 有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。 (4) 换相时晶闸管电压出现缺口,产生正的du/dt,可 能使晶闸管误导通,为此必须加吸收电路。 (5) 换相使电网电压出现缺口,成为干扰源。,2019/4/15,10,2.4 电容滤波的不可控整流电路,在交直交变频器、不间断电源、开关电源等
6、应用场合中,大量应用 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 常用于小功率单相交流输入的场合,如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中 1. 工作原理及波形分析 图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形,2019/4/15,11,2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路,基本工作过程: 在u2正半周过零点至wt=0期间,因u2ud,故二极管均不导通,电容C向R放电,提供负载所需电流 至wt=0之后,u2将要超过ud,使得VD1和VD4开通,ud=u2,交流电源向电容充电,同时向负载R供电 详细分析(简要讲解得出的结论,关键在于求出d 和q ) (2-3
7、7) (2-38) 式中,ud(0)为VD1、VD4开始导通时刻直流侧电压值。,2019/4/15,12,2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路,将u2代入并求解得: (2-39) 而负载电流为: (2-40) 于是 (2-41) 设VD1和VD4的导通角为q,则当wt= q 时,VD1和VD4关断。将id (q ) = 0代入式(2-41),得: (2-42) 二极管导通后u2开始向C充电时的ud与二极管关断后C放电结束时的ud相等 (2-43),2019/4/15,13,2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路,注意到d +q 为第2象限的角,由式(2-42)和(2-43)得: (2-4
8、4) (2-45) 在wRC已知时,即可由式(2-45)求出d ,进而由式(2-44)求出q 。显然d 和q 仅由乘积wRC决定。图2-27给出了根据以上两式求得的d 和q 角随wRC变化的曲线。,图2-27 d、q 与wRC的关系曲线,2019/4/15,14,2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路,二极管VD1和VD4关断的时刻,即wt达到q 的时刻,还可用另一种方法确定:VD1和VD4的关断时刻,从物理意义上讲,就是两个电压下降速度相等的时刻,一个是电源电压的下降速度|du2 /d(w t)|,另一个是假设二极管VD1和VD4关断而电容开始单独向电阻放电时电压的下降速度|dud /d(
9、w t)| p(下标表示假设)。,2019/4/15,15,2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路,2. 主要的数量关系(图2-28) 1)输出电压平均值 整流电压平均值Ud可根据前述波形及有关计算公式推导得出,但推导繁琐。空载时, 。重载时,Ud逐渐趋近于0.9U2,即趋近于接近电阻负载时的特性。 通常在设计时根据负载的情况选择电容C值,使 , T为交流电源的周期,此时输出电压为: 3)二极管承受的电压,Ud1.2 U2,(2-46),2)电流平均值 输出电流平均值IR为:IR = Ud /R (2-47) Id =IR (2-48) 二极管电流iD平均值为ID = Id / 2=IR/
10、2 (2-49),2019/4/15,16,2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路,感容滤波的二极管整流电路 实际应为此情况,但分析复杂 ud波形更平直,电流i2的上升段平缓了许多,这对于电路的工作是有利的 图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路图 b)波形,2019/4/15,17,2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路,1. 基本原理(图2-30) 某一对二极管导通时,输出电压等于交流侧线电压中最大的一个,该线电压既向电容供电,也向负载供电 当没有二极管导通时,由电容向负载放电,ud按指数规律下降。 由 “电压下降速度相等”的原则,可以确定临界条件。假设在
11、wt+d =2p/3的时刻“速度相等”恰好发生,则有 (2-50),2019/4/15,18,2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路,电流id 断续和连续的临界条件wRC= 在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的,重载时是连续的,分界点就是R=/wC。 图2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于 时的电流波形 a)wRC= b)wRC,2019/4/15,19,2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路,考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况: 电流波形的前沿平缓了许多,有利于电路的正常工作。 随着负载的加重,电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐
12、渐接近。 图2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a)电路原理图 b)轻载时的交流侧电流波形 c)重载时的交流侧电流波形,2019/4/15,20,2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路,2. 主要数量关系 1)输出电压平均值 Ud在(2.34U2 2.45U2)之间变化 2)电流平均值 输出电流平均值IR为: IR = Ud /R (2-51) 与单相电路情况一样,电容电流iC平均值为零,因此: Id =IR (2-52) 二极管电流平均值为Id的1/3,即: ID = Id / 3=IR/ 3 (2-53) 3)二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值,
13、为 。,2019/4/15,21,2.5 整流电路的谐波和功率因数,许多电力电子装置要消耗无功功率,会对公用电网带来不利影响: 电力电子装置还会产生谐波,对公用电网产生危害,包括: 许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准,或由权威机构制定限制谐波的规定。国家标准(GB/T14549-93)电能质量 公用电网谐波从1994年3月1日起开始实施。,2019/4/15,22,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,1. 谐波 满足狄里赫利条件,可分解为傅里叶级数 基波(fundamental)在傅里叶级数中,频率与工频相同的分量 谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量 谐波次数谐波频率和基波频率的整数比
14、n次谐波电流含有率以HRIn(Harmonic Ratio for In)表示 (2-57) 电流谐波总畸变率THDi(Total Harmonic distortion)定义为 (2-58),2019/4/15,23,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,2. 功率因数 正弦电路中的情况 电路的有功功率就是其平均功率: (2-59) 视在功率为电压、电流有效值的乘积,即S=UI (2-60) 无功功率定义为: Q=U I sinj (2-61) 功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值: (2-62) 此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系: (2-63) 功率因数是由电压
15、和电流的相位差j 决定的:l =cos j (2-64),2019/4/15,24,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,非正弦电路中的情况 有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同,功率因数仍由式(2-62)定义。 公用电网中,通常电压的波形畸变很小,而电流波形的畸变可能很大。因此,不考虑电压畸变,研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义。 设正弦波电压有效值为U,畸变电流有效值为I,基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和j 1。这时有功功率为:P=U I1 cosj1 功率因数为: (2-66),(2-65),2019/4/15,25,2.5.1 谐波和无
16、功功率分析基础,基波因数n =I1 / I,即基波电流有效值和总电流有效值之比 位移因数(基波功率因数)cosj 1 非正弦电路的无功功率 定义很多,但尚无被广泛接受的科学而权威的定义 一种简单的定义是仿照式(2-63)给出的: (2-67) 这样定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换,目前被较广泛的接受,但该定义对无功功率的描述很粗糙。,2019/4/15,26,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,也可仿照式(2-61)定义无功功率,为和式(2-67)区别,采用符号Qf,忽略电压中的谐波时有:Q f =U I 1 sinj 1 在非正弦情况下, ,因此引入畸变功率D,使得: (2-69) 比
17、较式(2-67)和(2-69),可得: (2-70) 忽略电压谐波时 (2-71) 这种情况下,Q f为由基波电流所产生的无功功率,D是谐波电流产生的无功功率。,(2-68),2019/4/15,27,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,1. 单相桥式全控整流电路 忽略换相过程和电流脉动,带阻感负载,直流电感L为足够大(电流i2的波形见图2-6) (2-72) 变压器二次侧电流谐波分析: n=1,3,5, (2-73) 电流中仅含奇次谐波 各次谐波有效值与谐波次数成反比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数,2019/4/15,28,2.5.2 带阻感负载时可控整流电
18、路交流侧谐波和功率因数分析,功率因数计算 基波电流有效值为 (2-74) i2的有效值I= Id,结合式(2-74)可得基波因数为 (2-75) 电流基波与电压的相位差就等于控制角 ,故位移因数为 (2-76) 所以,功率因数为,(2-77),2019/4/15,29,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,2. 三相桥式全控整流电路 阻感负载,忽略换相过程和电流脉动,直流电感L为足够大 以 =30为例,交流侧电压和电流波形如图2-20中的ua和ia波形所示。此时,电流为正负半周各120的方波,其有效值与直流电流的关系为 (2-78) 变压器二次侧电流谐波分析: (2-7
19、9),2019/4/15,30,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,电流基波和各次谐波有效值分别为 (2-80) 电流中仅含6k1(k为正整数)次谐波 各次谐波有效值与谐波次数成反比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数,2019/4/15,31,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,功率因数计算 由式(2-78)和(2-80)可得基波因数为 (2-81) 电流基波与电压的相位差仍为 ,故位移因数仍为 (2-82) 功率因数为 (2-83),2019/4/15,32,2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,1. 单相桥式不
20、可控整流电路 实用的单相不可控整流电路采用感容滤波,典型的交流侧电流波形如图2-29所示。 电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律: (1)谐波次数为奇次; (2)谐波次数越高,谐波幅值越小; (3)与带阻感负载的单相全控桥整流电路相比,谐波与基波的关 系是不固定的,w RC越大,则谐波越大,而基波越小。这是 因为,w RC越大,意味着负载越轻,二极管的导通角越小, 则交流侧电流波形的底部就越窄,波形畸变也越严重。 (4) 越大,则谐波越小,这是因为串联电感L抑制冲击电 流从而抑制了交流电流的畸变。,2019/4/15,33,2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因
21、数分析,关于功率因数的结论如下: (1)通常位移因数是滞后的,并且随负载加重(wRC 减小)滞后的角度增大,随滤波电感加大滞后的 角度也增大。 (2)由于谐波的大小受负载大小(wRC)的影响,随 wRC增大,谐波增大,而基波减小,也就使基波 因数减小,使得总的功率因数降低。同时,谐波 受滤波电感的影响,滤波电感越大,谐波越小, 基波因数越大,总功率因数越大。,2019/4/15,34,2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,2. 三相桥式不可控整流电路 实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。 交流侧谐波组成有如下规律: (1)谐波次数为6k1次,k =1,
22、2,3; (2)谐波次数越高,谐波幅值越小; (3)谐波与基波的关系是不固定的,负载越轻(wRC越大),则谐波越大,基波越小;滤波电感越大( 越大),则谐波越小,而基波越大。 关于功率因数的结论如下: (1)位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1; (2)随负载加重(w RC的减小),总的功率因数提高;同时, 随滤波电感加大,总功率因数也提高。,2019/4/15,35,2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析,整流电路的输出电压中主要成分为直流,同时包含各种频率的谐波,这些谐波对于负载的工作是不利的。 图2-33 a =0时,m脉波整流电路的整流电压波形,2019/4/15,
23、36,2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析, =0时,m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析 将纵坐标选在整流电压的峰值处,则在-p/mp/m区间,整流电压的表达式为: (2-84) 对该整流输出电压进行傅里叶级数分解,得出: (2-85) 式中,k=1,2,3;且: (2-86) (2-87),2019/4/15,37,2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析,为了描述整流电压ud0中所含谐波的总体情况,定义电压纹波因数 为ud0中谐波分量有效值UR与整流电压平均值Ud0之比: (2-88) 其中: (2-89) 而: (2-90),2019/4/15,38,2.5.4 整流输出电
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