有源钳位电路.ppt
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1、Active Clamp and Reset Technique 有源钳位电路 完整开关周期工作过程分析 摘自TI资料 庄主 2006.02.182.20,传统的复位电路及RCD复位电路,有源钳位电路及 include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的电路,三种复位方式的性能比较,有源钳位的优点及与其它电路的相比较的不同点:,SIGNIFICANT BENEFITS: & “recycles“ transformer magnetizing energy instead of
2、dissipating it in a resistor & facilitates Zero Voltage Transition of the main switch for higher efficiency & uses lower voltage MOSFET and diodes compared to the RCD & reduced EMI/RFI via soft switching & eliminates lossy snubber network on primary & operates at fixed frequency & allows much higher
3、 frequency operation & similar power transfer to conventional square wave switching & duty cycles beyond 50% max are obtainable & actively resets main transformer to third quadrant of BH curve,DIFFERENCES AND SIMILARITIES: This new approach requires a few more parts than the other forward choices to
4、 achieve the benefits listed previously. Differences include: & an additional high voltage MOSFET clamp/reset switch & an isolated, variable duty cycle gate drive for the clamp/reset switch & a modified PWM control technique to properly program the associated delays between gate drives to achieve th
5、e zero voltage transitions & a new gate drive technique to extract the proper clamp/reset drive pulse,INITIAL CONDITIONS: time tt0: 工作的初始状态:正常的Vout和静态负载条件 主管关断,间为电压;辅管 关断,间电压为crin此前,能量被贮存在励磁电感和漏感中,此时被作为反向原边电流释放,流动路径为通过变压器由下到上,进入输入电容的正极(in),被充电到in这条路径持续流出通过reset电容的low side,通过其体二极管()到主管有足够的被贮存的能量持续这种情
6、形甚至超过,当主管打开时 在变压器的付边情形并不是很清楚,因为不清楚变压器漏感及inding的耦合情况为简化起见,假定几乎所有的副边(输出)电流通过流动,仅仅少量通过流动另外一个假设是原边有足够的能量来克服原副边耦合的影响,实现主管的零电压,可参考t7-t8分析 总之,两个开关均处于关断状态,输入到输出没有能量传递主管处于状态,由于贮存在电感中的能量正钳位开关,在原边一个反向电流流过,通过辅管的体二极管,POWER TRANSFER: tOttl : 这一部分与传统的方波功率变换基本一样从0开始,主管开通,开始功率传递从原边到副边通过变压器主管处于状态,反向的原边电流开始(体二极管)流过,钳位
7、主管漏极电位当主管开通,电流从体二极管向MOS的Channel转移,主管可双向流通.主管电流在副边映射电流(Iout/N)的基础上以Vin/L的斜率上升.变压器的漏感(Llkg)在此分析中被考虑. 于此同时,变压器副边电流也会上升,沿D1流动.此前流过D2的电流下降,与D1电流上升相对应,两者之和为整个的负载电流.此阶段短暂的暂态过程也可以被详细的描述.原边电流是三个分解电流(映射的输出电流;映射回来的电感充电电流;原边的磁化电流). 能量流动很快建立在此阶段.主管保持一定时间的开通以调整输出电压.通过PWM信号来控制.当时间到达t1时,主管关断.一般来说,这一阶段和传统的开关拓扑过程是一样的
8、.,Linear Transition: t1tt2 在t1时刻,主管关断.主管上电流立即从QA转移其输出寄生电容(CA)上,体二极管DA反偏.由于映射过来的整个输出电流(由于较大的Lo在增加)在原边流动,CA充电非常迅速.MOS上电压呈线性上升,QC上电压于此同时线性下降.此过程一直持续到t2当CA被完全充电到Vin.同样,CC上电压同时从初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此阶段在变压器初级电压降到0时在t2结束.这一阶段可被看作两个并联的电容(CA & CC)被一个恒定的电流源(=Iout/N)激励,直到V(CA)到达Vin结束. 从细节来说,这样的线性近似是不确切的.但是,此阶段非常短
9、暂,这样简化是可以接受的.Here is why.首先,原边电流不是一个常数,它是呈上升趋势的.尽管变压器原边电压是快速从Vin下降到0,其start s out positive并贮存能量在漏感和励磁电感在此过程中.累加这部分在恒定的映射输出电流(由于大的输出电感),其总和使原边电流一直增加.注意两个MOS输出电容(CA & CC)的充放电是由于电流从输入端和钳位电容流动.它不是被变压器以前所贮存的电感能量导致.象此后另一个阶段发生的开关回到零电压.其次,假定负载电流仅仅通过D1持续流动在这个阶段.因为变压器电压在t2已突降到0,这个情况可以通过设计,磁的耦合,变压器上漏感的放置来改变. 设
10、计方程推导: 见下页,Linear Transition: t1tt2,设计方程推导: 在dt(2-1), I=C*V/ t; V=Vin 此等式中有效的电容是两个开关输出电容的并联组合.CA和CC;为补偿高压MOS的有效电容,IR建议对Coss乘一个4/3的系数,也就是变压器原边电容必须考虑成一个并联的电容,整个网络电容应为 C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1). T1时刻的原边电流可以近似为输出负载电流(或电感电流)除以变比N. 考虑到输出Ripple电流和变压器磁化电流较小,简化为: Ipri(t1)=Iout/N. 此过程时间近似等式为: 注意当原边电流幅值没有很大改变时,其流
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