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1、2 4 3 倍流整流电路1 2 2 4 4 三种整流电路的对比1 3 2 5 低压大电流的下的特殊问题及对策1 4 2 6 本章小结1 5 3 电源主电路参数计算1 6 3 1 输入整流部分及输入电感电容的计算:1 6 3 1 1 输入电容的计算1 6 3 1 2 输入滤波电感的计算:1 7 3 2 变压器设计1 7 3 3 主功率开关管及输出整流二极管的选择:2 1 3 3 1 主功率开关管的选择:2 1 3 3 2 输出整流二极管的选择2 1 3 4 输出滤波电路的设计2 2 西安理工大学硕士学位论文 3 4 1 滤波电感的设计2 2 3 4 2 滤波电容的设计2 2 3 5 隔直电容的计
2、算2 3 3 6 本章小结2 3 4 驱动及保护电路的硬件设计2 4 4 1I G B T 驱动电路的设计2 4 4 1 1I G B T 的栅极驱动电路,2 4 4 1 2I G B T 栅极驱动条件2 4 4 1 3I G B T 驱动模块的选型2 6 4 2 辅助电源的设计2 9 4 2 1 辅助电源工作原理2 9 4 3 本章小结3 2 5 仿真与实验结果分析3 3 5 1 主电路仿真3 3 5 1 1 仿真参数3 3 5 1 2 主要仿真波形3 4 5 1 3 变压器均流的仿真3 5 5 2 实验及结论分析3 7 5 2 1 实验参数3 7 5 2 2 主要实验结果及分析3 8 5
3、3 本章小结4 0 6 总结4 1 致谢4 2 参考文献4 3 附录:作者在攻读硕士学位期间研究成果4 5 低压大电流电源主要应用于电镀、单晶炉加热、励磁等行业。一般要求电源的输出电 压较低而电流要很大,并且电源功率要求也比较高。目前,大功率低压大电流电源大多采 用晶闸管相控整流电源。 然而,相控整流技术具有有三大缺点: ( 1 ) 变压器重量大、体积大。 ( 2 ) 变压器工作在工频,系统动态响应慢。 ( 3 ) 效率低、功率因数低E 1 | 2 1 。 为弥补相控电源的不足,国内外研发出了低压大电流高频开关电源。 1 2 低压大电流直流电源的现状及发展趋势 1 2 1 低压大电流直流电源的
4、现状 随着大功率I G B T 及多功能的集成控制模块的出来,使得开关电源在低压大电流相关 领域得到了迅速发展。 国外在这个领域的研究比我们起步早。瑞典的K r a ft e l e k t r o n k i A B 在9 0 年代就己研 发出了1 0 0 k W 的开关型电镀电源3 1 。 我国在这个领域的研究始于9 0 年代。比较早的低压大电流开关电源则是航天工业公 司在1 9 9 4 年研制的基于M O S F E T 的6 V l O O 5 0 0 A 小容量电镀电源。 现在国内有能力研制低压大电流开关电源的研究机构有:成都新都同力电源设备厂、 北京三晶创业科技集团、南京航空航天大
5、学电气工程研究所、浙江大学电机工程系、西安 交通大学电气工程系等。 1 2 2 低压大电流直流电源的发展趋势 低压大电流开关电源的发展有以下几个方向: ( 1 ) 小型化和高频化 开关电源的体积和重量主要由其中的磁性元件决定。因此,开关电源的小型、轻量化 应尽可能缩减磁性元件的体积。在一定范围内提高开关管频率能够有效地减小电感、电容 以及变压器的尺寸。 西安理工大学硕士学位论文 ( 2 ) 高效性 开关电源的工作效率高,自身发热少、散热比较容易,从而方便实现高功率密度和高 可靠性。 1 3 本课题的目标和研究内容 结合低压大电流开关电源的现状及发展趋势,本文提出一种低压大电流开关电源的研 究方
6、案,并通过仿真及实验验证其先进性和优越性。主要在以下几个方面进行较为深入的 研究工作: ( 1 ) 研究常用开关电源结构及应用特点,针对低压大电流电源的应用需求,确定其 主电路拓扑结构。其中,针对输出大电流时二极管不均流的问题提出了变压器原边串联副 边并两的方法来对二极管实施强制均流。 ( 2 ) 对所选择的主电路拓扑进行参数设计及计算,并对参数计算结果进行必要的仿 真验证,为整个电源设计提供理论依据。 ( 3 ) 设计制作低压大电流开关电源的驱动电路以及驱动电路的辅助电源,设计各部 分电压电流的采样及信号调理电路。 ( 4 ) 搭建电源样机并进行实际调试,解决工程中出现的各种实际问题。 2
7、电源主电路结构设计 2 电源主电路结构设计 2 1 开关电源基本结构 本次项目设计的开关电源基本结构由主电路、驱动电路 原理框图如图2 1 所示。 三相输入 断 路 器 软 起 电 路 输 入 整 流一萎 高 频 逆 变 Q ,一Q 4tI 保护 辅 助 电 源 继 电 软 起 驱动电路 亚 控制器 隔 离 变 换 图2 1 开关变换器结构图 F i 9 2 1S w i t c h i n gc o n v e r t e rs t r u c t u r e 因本人在项目中主要从事主电路、驱动电路和辅助电源 章节会从这几个方面进行详细的分析说明。 2 2 逆变部分拓扑结构的选择 逆变电路是
8、由开关器件及储能元件组成的D C A C 变换电路。逆变电路的拓扑结构常 用的是半桥式、推挽式和全桥式这三种。 2 2 1 半桥式逆变主电路 3 上电压 次均分 如图2 3 所示:推挽电路由两路驱动脉冲分别加在Q l 与Q 的栅极,使其轮换开通和 关断。圪被转换成高频方波经r 变换。g 开通,Q 2 截止时,圪加在丁N o 上,这时Q 电压为圪2 倍:死区时间中g 与Q 2 都截止。当Q 2 开通时,工作过程一样。 4 电源主电路结构设计 2 2 3 全桥式逆变主电路 仍J K白J K r 一, j 峰 一 - 仍J K仍J i g 【 图2 4 全桥逆变式电源 F i g 2 - 4F u
9、l l b r i d g ei n v e r t e rp o w e rs u p p l y F h 图2 4 可知:全桥逆变跟半桥逆变的不同在于用Q 3 、Q 4 替代半桥电路中C l 和C 2 。 全桥逆变电路中四个开关管上承受的电压与半桥逆变器一样,同时也存在着同一桥臂中上 下两管子直通造成器件的损坏的现象。 2 2 4 几种常用逆变拓扑的优缺点对比 表2 - 1 常用逆变电路拓扑 T a b l e 2 1C o m m o n l yu s e di n v e r t e rc i r c u i tt o p o l o g y 电路优点缺点 半桥型 双向励磁,无偏磁问题
10、,成本低 存在直通现象, 推挽型双向励磁开关管少,存在偏磁现象 全桥型双向励磁,适合大功率需多组隔离驱动,存在直通和偏磁。 由表2 - 1 中对比发现,全桥变换器具有效率高、功率密度大等优点。所以本次设计中 逆变部分采用全桥逆变结构。 2 3 移相全桥软开关工作原理及其关键问题的处理 2 3 1 移相全桥软开关工作原理 全桥移相软开关逆变技术是将传统谐振技术与常规P W M 变换技术相结合结合,其原 理图如下 1 0 i : 6 图2 - 6z v S 工作波形图 F i g 2 - 6T h ew o r k i n gw a v e f o r mo fZ V Sp h a s es h
11、i f t i n gf u l l b r i d g ec o n v e r t e r 分析时,假设如下: 二极管和开关管特性理想: 电感电容特性理想; c l = c 2 = ,c 3 = c 4 = : ( 3 ) 模态2 【t It 2 】 D 2 开通后,开通Q 2 ,虽然Q 2 开通,但Q 上并没有电流流过,i 口是由B 流过。Q 2 是 “0 ”压开通。Q 和g 死区时间t d t o I ,即: p 半 ( 2 5 ) f | p 等于,折算到原边后的电流,即: 神) = 掣 ( 2 6 ) 在,2 时刻,f | p 下降到,2 。 ( 4 ) 模态3 【,2t 3 】
12、在,:时刻,关断q ,i p 由c 3 和C 。提供, i ,抽走C 3 上的电荷的同时又给c 充电。 因C 3 和c 4 存在,Q 4 是“0 ”压关断。此时= 一矿“,的极性由“0 ”变负,T 副边 绕组电势下“+ “ 上“”, 峨导通,乞:中开始有电流流过。旧和慢导通,将丁副 b = L ,1 , 0 ,) 吃 ( 2 1 3 ) ( 6 ) 模态5 【,s 】 时刻, i p 由“+ ”过“0 ”,并反向增加,Q 3 和Q 2 为f P 提供回路。因i ,仍不足以提 L ,乞仍由v o , 和v D 2 提供回路,此时,加在两端的电压依然是,i ,反向增加。 8 r ,时,i p 达到
13、一t ,( 毛) 够, 间为: ( 7 ) 模态6 【r 5 ,6 】 电源圪给负载R 供电,i p 为: 计) - - 学蓑 因0 以+ 1 2 c 盯以 ( 2 1 7 ) 滞后臂Q 3 与Q 4 实现Z V S 较困难,因为在Q 与Q 4 开关过程中,T 副边短路,0 被切 断,并且不参与谐振,原边谐振电感0 很难提供足够大的能量。 g 与Q 2 零电压开关条件为: 扣p 以+ 三G 比 ( 2 1 8 ) 从上式可知, ,越大,Z 眄越容易实现。但,的增大会带来副边占空比丢失现象。 ( 2 ) 副边占空比的丢失 i ,换向时,也就是图2 - 6 的f :毛期间、靠r 期间,虽然0 ,但
14、,p 不足以提 9 西安理工大学硕士学位论文 供乞,喝和哆全部导通,f p 可近似看作以斜率r , L ,线性变化。占空比丢失可定量 表示为7 1 : 一 , A D = 二竺 ( 2 1 9 ) K 一0 s 在开关周期瓦一定的情况下,越大,A l P 越大;越低,A l P 越大;负载L 越重, A D 越大。这3 个参数中可控的只有三,但三,减小,滞后桥臂实现Z V $ 会越困难。设计中 应在保证滞后臂实现Z V S 的情况下尽量减小A l P 。 ( 3 ) 副边整流二极管电压尖峰 由于本次三,采用变压器r 原边的漏感来实现,这导致V D , 和V D 2 电压尖峰比较大。 本次项目将
15、主要考虑R C 及R C D 吸收电路上,先通过计算求出参数的理论值,再 通过实验的方法考察副边二极管电压尖峰及电阻功耗,寻找出最佳方案。用R C 和R C D 来抑制振荡主要有以下两种电路1 2 1 | : ( a ) R C 钳位吸收电路 ( a ) R Cc l a m p i n ga b s o r p t i o nc i r c u i t 卜亡) _ I , 助 仍! 白 、 , , V D 2 ( b ) R C D 钳位吸收电路 ( b ) R C Dc l a m p i n ga b s o r p t i o nc i r c u i t 图2 7 吸收电路原理图 F
16、 i g 2 - 7A b s o r p t i o no ft h ec i r c u i tp r i n c i p l ed i a g r a m 图2 7 ( a ) 为J l c C 吸收,R 和CR - - 极管并联,由于外并联的G 远大于结电容,由于 有足的抑制,尖峰会相应减小。墨越大,C ,越大,抑制的越好,但是足与e 的乘积不 可太大。工程中一般取整流二极管最大导通通时间的l 3 ,这样能将e 能量通过R 充分 放掉。 图2 7 ( b ) 为R C D 吸收箝位电容C ,上的电荷通过心反馈给负载时,足上的损耗非 常大,电路工作有如下关系:当足取得越大,虽然在足上的损
17、耗变小,但缓冲吸收效果 就越不明显;墨取得小时,能收到很好的吸收效果,但尺,上的损耗却很大,对整机效率 的提高不利。 充分考虑到成本和可实现性,本次项目中选用了传统但是实用的R C 吸收,通过理论 定量分析和工程实践方法很好的解决了副边电压尖峰问题。 ( 4 ) 全桥电路中偏磁的抑制 1 0 电源主电路结构设计 全桥逆变中,若g 与Q 4 饱和压降、导通宽度和Q 2 与Q 3 一样,则根据伏秒平衡原理可 确定电路工作于平衡状态。 如果控制电路输出脉宽不等或开关管饱和压降差异较大,逆变电路将发生“偏磁“ 现象。丁原边绕组正负周期内“V S “ 值不等,导致磁芯单向饱和。 就桥式电路而言,在r 原
18、边串一个C 是解决偏磁最简单实用的方法。C 和原边电感谐 振频率为: 厶2 2 万1 三2 c ( 2 2 。) 其中,厶= K r 2 f ,可得C 计算式为: c 一锄:轰:。 亿2 , 为使C 充电线性,谐振频率厶,一般按下式选定: 厶= O 1 Z ( 2 2 2 ) 2 4 高频整流电路结构设计 应用于低压大电流输出的拓扑主要包括半波整流、倍流整流和全波整流三种电路。下 面就对这三种电路进行比较,选择适合本次项目的拓扑结构。 2 4 1 半波整流电路 F P l L t r ,至 2白= = 5 - 陇 J L o a d 、 幽2 8 半波整流电路图 F i g 2 - 8H a
19、l fw a v er e c t i f i e rc i r c u i td i a g r a m 如图2 8 所示:半波整流电路由变压器丁的副边绕组、两个整流二极管V D l 和V D 2 、 一个滤波电感厶和一个滤波电容C f 组成。 工作原理:乙期间,V D I 导通,V D 2 截止,V D l 、c f 及变压器7 副边绕组构成 回路:乙期间,厶通过c f 、V D 2 续流,V D l 截止。 l I 乞西安理工大学硕士学位论文 2 4 2 全波整流电路 Y D l L t ,_ Y Y ,n 一 ,r 一 。干中 三阳d f f 丁 、 ( 享 助 、L“ 图2 - 9
20、全波整流电路图 F i g 2 - 9T h ew a v er e c t i f i e rc i r c u i td i a g r a m 如图2 - 9 所示,全波整流电路由T 、V D l 和V D 2 、输出滤波电感厶和电容组成。 工作原理:变压器r 副边绕组上端为正时,V D 导通,V D 2 截止,V D 、厶、c f 构 成回路:上端为副时,V D 2 导通,V D ! 截止,V D 2 、c f 构成回路;变压器丁感应电 压为“O “ 时,厶通过V D 和V D 2 同时续流。 2 4 3 倍流整流电路 L f l 一,、,一、,一、,一、 I o ,Jg D l j
21、一1 , 乏 !r l o a d I I 胁2 厶雪 I 图2 一1 0 倍流整流电路图 F i g 2 1 0D o u b l ec i r c u i tr e c t i f i e rd r c u i td i a g r a m 如图2 - 1 0 所示,倍流整流电路是由丁副边绕组、k 和k 、V D ! 和V D 2 和输出电容c f 组成。 工作原理:r 副边电压为正时,V D I 截止,V D 2 导通,k 、c f 、V D 2 及变压器绕 组构成回路,同时k 经c f 、V D 2 续流:变压器丁副边为负时,V D I 导通,V D 2 截止,k 、 c f 、V D
22、 I 及变压器绕组构成回路,同时上n 经c f 、F D l 续流:副边电压为“O ”时,k 、 1 2 电源主电路结构设计 岛分别经V D 2 、V D l 续流。 2 4 4 三种整流电路的对比 表2 2 给出了这三种整流拓扑各项性能指标1 2 5 1 表2 - 2 三种整流拓扑性能 T a b l e2 - 2T h r e er e c t i f i e rt o p o l o g yp e r f o r m a n c ec o m p a r i s o n 高樾苎 半波整流全波整流倍流整流 整流管损耗 P l ,。l = l ? x R h只f 舾,= ( + D ) 厶2
23、 凡巴炳) = ( J 巾) 0 2 凡 电感工作频率 l I 2f l l l 输出电感佰LL 4K L 2 磁性元件数量223 大电流绕组数 233 大电流绕组节点数4 一 a6 变压器副边绕组电 Ij 瓜 半 ,垃 流有效值厶V j 表中, D :占空比; 心:二极管的通态电阻: K :电流纹波互消比例; Z :变换器工作频率。 图2 - 1 1 倍流整流电路图 F i g 2 IIT h ec o n t r a s tf i g u r eo ft h et h r e eo fr e c t i f i e rc i r c u i t 分析对比表2 2 和图2 1 1 中三种整流
24、电路,得出如下结论: 从损耗来看:全波整流和倍流整流的二极管损耗要明显小于半波整流电路。 从磁性元件个数来看:半波和全波整流电路需要两个磁元件而倍流整流电路需要三个 磁元件。 ( a ) S h a r ec u r r e n tb yt h er e s i s t a n c e( b ) S h a r ec u r r e n tb yt h et r a n s f o r m e r 图2 1 2 常用均流方法 F i g 2 12C o m m o n l yu s e dm e t h o do fc u r r e n t - s h a r i n g 对于图2 1 2
25、( a ) 中通过给二极管回路串较大电阻来均流,但会产生较大的损耗,不 利于提高效率。图2 1 2 ( b ) 用互感器来实现并联均流,可达到不错的均流效果,但大电 流互感器制作复杂,成本高。 为解决上述问题,本次采用了变压器原边绕组串联副边绕组整流后并联输出。 由于 各变压器原边串联,其电流值必然相等,在匝比相同时,副边电流亦相等。采用这种结构 虽然增加了变压器的数量,但同时降低了变压器的功率,进而降低了变压器的制作难度。 另外减小了单个变压器的匝比,使得变压器原副边绕组磁藕合增强,漏感降低。 综上所述,本次项目采用了如图2 1 3 所示的主电路拓扑结构。 1 4 l I : 【j - t
26、仍J K 丁! l O , j K - J I I I 彳l L r 8 G C - 鼬K 丁o , j K j【j ij【 I l一 1 一一 l I0 唧 瓦!:_: F I Lf 一 cfI l 【l 一 L 一 图2 - 1 3 低压大电流主电路原理图 F i g 2 - 13L o wv o l t a g eh e a v yc u r r e n tm a i nc i r c u i tp r i n c i p l ed i a g r a m 2 6 本章小结 o a d 本章首先通过对比分析确定了主电路的拓扑,研究了移相全桥Z V S 中各个模态的关 系,并介绍了移相全桥
27、变换器中存在的问题:副边占空比丢失、软开关实现、副边电压振 荡等。本文结合实际项目对以上Z V S 变换器的缺点进行了分析并提出解决方法,并采用 变压器原边串副边并这种方法来解决均流问题。 ( 3 1 ) ( 3 2 ) ( 3 3 ) ( 3 4 ) ( 3 5 ) 综合考虑, 越小,但电 量小。计算 步骤如下: ( 1 ) 线电压有效值范围: 3 8 0 V 1 0 = 3 4 2 4 1 8 V ; ( 3 6 ) ( 2 ) 线电压峰值范围:4 2 ( 3 8 0 1 0 ) = 4 8 3 “ - - 5 9 1 V : ( 3 7 ) ( 3 ) 整流滤波后吃:( 2 巧洲山) 一
28、V 二) , 2 屹删瞰) 的范围为:4 3 5 5 9 1 V : 式中,A v 为最小线电压时波动范围:叱= 4 2 v , 咖) 1 0 9 6 = 4 8 V ; ( 3 8 ) 为保证直流脉动电压范围,每周期中巳所提供的能量i 。约为: 1 6 的频 输入滤波电容容量为: 乞2 瓦了一。器- 2 3 7 3 3 7 3 1 1 ) 电容承受最高电压为:x 2 v , 胁( 。) = 5 9 1 V 。 对于电解电容,其电压等级一般最大能达到5 0 0 V ,因为直流母线电压最大值为5 9 1 V 所以,必须采取电容串联分压的方式来解决耐压等级不够这个问题。 项目中采用b h c r
29、i f a 公司的6 8 0 0 u F 4 0 0 V 的电解电容8 个。分成4 组,先把每组的 两个电容进行串联,再把四组电容并联使用。最终等效成容量为2 7 2 0 0 驴8 0 0 V 的电容。 3 1 2 输入滤波电感的计算: 为保证整流后直流电压的纹波达到O 1 ,采用一级L C 滤波方式,已知 C i = 2 3 7 3 3 7 胪。由: 抽0 0 0 1 ( 3 1 2 ) 可得躐一o 7 5 州 本次项目中选用规格为0 7 5 m H 3 0 0 A 的工频电感。因电感的过电流比较大,所以采 用水冷的方式对电感进行冷却。 3 2 变压器设计 高频变压器是低压大电流变换器的重要
30、组成部分。工程设计中遵循的主要原则如下 根据变压器传输功率容量,充分考虑开关器件特性,合理设计变压器工作频率。 1 7 气西安理工大学硕士学位论文 通过比较和估算,选择合适的铁芯和合适的铁芯形状。 根据逆变电路的拓扑形式、输出电路形式、变压器绕制工艺等确定铁芯窗口系数。 根据铁芯材料、变压器最大温升等诸多因素确定最大工作磁通密度,既要提高磁芯 的利用率,又要限定它的损耗。 根据电路工作频率确定绕线电流密度,这里要充分考虑导线形状和集肤效应。 以下是本次项目中变压器的设计过程: a 变压器的性能指标t 变压器工作频率tf = 2 0 k H z : 变压器传输功率:= 3 0 k W ; 变压器
31、输入电压:以= l i , , 4 ( 因为此处变压器原边串副边并的方法) : 变压器输出电压:以= 6 0 V ; 变压器输出电流:L = 5 0 0 A 。 b 变压器磁心的选择 表3 - 1 磁芯材料性能比较表 特性薄硅钢片非晶合金 铁氧体 最人:I :作频率( k H Z ) 1 01 0 0 01 0 9 0 2 0 0 0 0 磁导率 1 8 0 01 0 0 0 0 0 1 0 1 8 0 0 0 饱和磁密 2 0 0 0 01 5 0 0 03 0 0 0 “ - - 5 0 0 0 最高工作温度 2 0 0 2 0 0 1 2 5 铁损高低 低 加工易难易 价格 低中低 表3
32、 1 归纳了常用磁芯材料参数,从中可看出非晶合金除了加工较困难外,其它特性 都有很大的优势,尤其是饱和磁通密度叱非常大,磁芯的饱和磁通密度叱和磁通变化 量A B 决定了变压器的各种损耗。 根据本电源的功率、电路拓扑结构和工作频率,本次项目选择磁性材料为铁基非晶合 金铁芯。 C 核算最大工作磁感应强度 磁心截面积积的大小反映了变压器传功率的能力。其中磁心面积积为: 424 4 ( 3 1 4 ) 4 pc I 式中:以为磁心截面积乘积,单位为c m 4 ;4 为磁心截面积,单位为c m 2 ;A 为磁心窗口面 积,单位为锄2 。 1 8 d 变压器参数计算: ( 1 ) 变压器变比: 砖当以监一
33、 ( 3 1 9 ) 7 虬。+ A U 式中:以山为直流电压最小值,考虑电压纹波后为4 3 5 4 = 1 0 8 8 V ;为最大 占空比,取为9 0 :以。为最高输出电压6 0 V :A U 取3 V ( 整流二极管压降取2 V ,电 路中线路压降按l V 算) 。则一s 塑等= 1 5 5 ,取弓= 1 5 进行设计。 ( 2 ) T 的计算 因为c 2 2 。k H z ,则乙= 面1 = 2 5 x1 0 4 s( 3 2 0 ) ( 3 ) 确定。 变压器磁通巾= “乙N ,磁通最大变化率砷= 2 a 4 。为防止变压器饱和,则 1 9 乙西安理工大学硕士学位论文 有: l =
34、以n ( 1 i n ) 乙1 0 8 8 x 2 5 x1 0 - 。e 2 B x A2X06X75X1 。4 = 3 。2 匝 ( 3 2 1 ) 1 0 q 实际取3 匝。 ( 4 ) 确定化 心= 以t = 3 1 5 = 2 , ( 3 2 2 ) 实际取2 匝。 ( 5 ) 计算所需绕组导线股数: 原边电流有效值:= 万五:而I : 4 ( 3 五I - 5 0 a 0 3 1 6 23)1 副边电流有效值: 5 0 0 A 原边导线面积: 厶= = 享芋= 7 9 1 脚2 ( 3 2 4 ) 副边导线面积: 九= 乡= 了笋= 1 2 5 册2 ( 3 2 5 ) 考虑到集肤
35、效应,选取的单根铜导线的线径应小于2 倍的导体穿透深度,在不同频率 下铜线的穿透深度表如下: 表3 - 2 铜线的穿透深度( 2 0 。C ) T a b l e 3 2T h ep e n e t r a t i o nd e p t ho fc o p p e r f ( k H z )l3a 7 1 01 31 51 8 2 0 2 3 A ( m m ) 2 0 8 91 2 0 60 9 3 4 60 7 8 9 90 6 6 0 80 5 7 9 60 5 3 9 60 4 9 2 60 4 6 7 30 4 3 5 8 f ( k H z ) 2 53 0 3 54 0 4 55
36、 06 0 7 08 0 1 0 0 A ( m m ) 0 4 1 80 3 8 5 10 3 5 3 20 3 3 0 40 3 1 1 5 0 2 9 5 50 2 6 9 70 2 4 9 70 2 3 3 60 2 0 8 9 由上表知e = 2 0 k H z 时,铜导线穿透深度为0 4 6 ,所以选择线径在0 9 2 t a m 内的 铜导线就可满足要求。 实际绕制中,选取型号为A G W 2 0 的漆包线,铜直径为0 8 1 脚,线径为O 8 9 脚,其 铜面积为毛= 0 5 2 m 2 ,带绝缘面积= 0 6 2 m 2 ,原副边绕组采用多根漆包线并绕。 原边绕组所需的根数为
37、: 实际取1 5 3 根。 ,:盟兰! Q :1 5 2 2 1 0 5 2 1 0 - 6 ( 3 2 6 ) 其中:A I = 2 0 I o 。= 0 2 5 0 0 = 1 0 0 A ;q 为功率变压器变比,取1 5 ; 流过I G B T 的最大平均电流为: I 铀u ( p e I ) = 三o 9 5 0 0 :上l _ _ = _ :1 5 0 A 1 5 本次项目选择了英飞凌的F F 3 0 0 R 1 2 M E 3 ( 1 2 0 0 V 3 0 0 A ) 型I G B T 。 3 3 2 输出整流二极管的选择 ( 3 2 9 ) 变压器副边为全波整流电路,加在整流管
38、上的反向电压为= 吃N 。这里的N 指 的是变压器总的变比,而不是从中心抽头算的变比:N = M r 2 = I 5 2 : ( 3 3 0 ) 整流管上承受的最大反向电压为:( 。) = 4xN 型卫:1 9 7 V ;( 3 3 1 ) 4 1 5 2 I 半 工大学硕士学位论文 :5 0 0 + 三1 0 0 :5 5 0 A :( 3 3 2 ) 2 5 5 0 = 2 7 5 A - - 一= 2 ( 3 3 3 ) 本项目采用M o t o r o l a 公司生产的M U R P 2 0 0 4 0 C T ( 4 0 0 V 4 0 0 A ) 超快恢复二极管。 3 4 输出滤
39、波电路的设计一 3 4 1 滤波电感的设计 J I o 0 L t 二; K 一一一一_ = 二;飞一一一一 一一 一¥一一 _ n m 一 : 一争叫 t 图3 3 输出电感电流波形图 F i g 3 3T h eO u t p u ti n d u c t o rc u r r e n tw a v e f o r m 如图3 3 所示,输出滤波电感,上电流,是直流电流L ,和锯齿波电流,之和,通常 ,占输出电流的5 - 2 0 ,为了使输出滤波电感在较大电流下不饱和,通常需在磁芯中加 入少许气隙。 输出电感正常工作在电流连续模式,电感电流通过续流二极管续流,其电压为输出电 压加上续流二极
40、管的压降,根据伏秒平衡特性可得电感求解公式如下 1 4 1 。= 訾= 半= 坠掣 其中:,= 1 0 厶= 10 9 6 5 0 0 = 5 0 A 。 3 4 2 滤波电容的设计 公式的推到如下: y :堂:土! 生三 o ff222 = 6 u H ( 3 3 4 ) ( 3 3 5 ) 乞= 硒1 瓦= 石而K 瓦b i 丽矛= 2 9 3 J L l 尸 ( 3 3 9 ) 厶6 = j 丽2 j 广:_ i j 芦:三虿I :1 1 乒:三i i _ 而2 z 了p 广 、J J 了7 3 6 本章小结 本章主要对本次试验所采用的电路拓扑参数进行了设计和计算,重点对功率变压器 进行
41、了设计,根据参数计算结果并结合一定的工程经验对器件进行了选型。 西安理工大学硕士学位论文 4 驱动及保护电路的硬件设计 4 1 IG B T 驱动电路的设计 驱动电路是连接控制电路与主电路的纽带,它的运行状况决定着系统的运行效率、可 靠性,驱动电路要有足够高的快速性,能够提供足够的功率,并且具有较高的隔离噪声能 力 1 0 1 。 4 1 1 IG B T 的栅极驱动电路 驱动电路性能直接关系到器件的使用状况,I G B T 对驱动电路的要求主要如下1 3 3 1 ( 1 ) 、驱动电路给I G B T 提供合适的正向电压+ ,一般+ l O V + 1 5 V 。 ( 2 ) 、I G B
42、T 关断过程中,提供合适的负向电压有利I G B T 的迅速关断,一般2 1 5 V 。 ( 3 ) 、栅极驱动电路应具有I G B T 的完整保护功能,较强的抗干扰能力,低输出阻抗。 ( 4 ) 、驱动电路栅极配线应尽量短且走线要远离主电走线,以免被干扰。 ( 5 ) 、由于I G B T 多用于高压场合,所以驱动必需有隔离措施。 4 1 2lG B T 栅极驱动条件 I G B T 是电压型驱动器件,正负向电压和栅极电阻的大小等,对I G B T 的通态电压、开 关时间、开关损耗等都有不同程度的影响阱1 。 4 1 2 1 正向电压的影响 栅极正向电压+ 的变化对I G B T 的开通特性
43、影响较大。F h 图4 1 ( a ) 和图4 1 ( b ) 可见,导通压降和损耗均随着+ 增大而减小。若+ 不变,饱和导通压降随增大而增 大,损耗随结温升高而升高。 l 玉h l t ,正向驱动电压+ 要足够高,必使I G B T 能够充分饱和,并且把损耗减到最小 ,但+ 也不是越高越好。因短路时短路电流会随+ 的增加而增加,使得I G B T 耐受脉 宽变窄。如果+ 2 0 V 也会使得I G B T 的栅、射极间击穿。 2 4 ( a ) 浪涌电流( b ) 关断损耗 图4 2 负同偏压对I G B T 的影响 F i g 4 2T h ei n f l u e n c eo f n
44、e g a t i v eb i a st oI G B T Z G B T 电压为“0 “ 时就会关断,但关断时要尽快抽取P A I R 管中的存储电荷,就 得加一负向电压一,一般取- 2 V - 1 5 V 。 4 1 2 3 栅极电阻的影响 栅极电阻忆的增加, I G B T 的开通与关断时间将会增加,进而增加开通和关断损耗。 以减小,会使以出增高,可能引发I G B T 误导通,且心上损耗会增加。栅极电阻影响 2 S 驱动需要总功率: 尸以粥+ 最诬+ 式中,P D D 是芯片损耗,a v o E = ( 叫+ I ( 够ll 。 4 1 3IG B T 驱动模块的选型 ( 4 4 )
45、 大功率I G B T 驱动模块有日本富士的E X B 8 4 1 、日本三菱的M 5 7 9 6 2 A L 和瑞士C O V C E P T 的2 S D 3 1 5 A 等,下表对它们的电气特性进行了对比 3 4 1 。 1 驱动及保护电路硬件设计 表4 - 1 驱动模块特性比较 一a b l e4 1 C o m p a r i s o no ft h et h r e ed r i v e rm o d u l e sc h a r a c t e r i s t i c 参数2 卯3 1 5 彳凇8 4 l肜5 7 9 6 2 彳 供电电压 1 5 V+ 2 0 V+ 1 5 V 、一1 0 V 输出电流一1 5 A 1 5 A一4 A 4 A- 5 A 5 A 输出故障电流 I 5 m A2 0 m A 工作最大频率1 0 0 k H z4 0 k H z2 0 k H z 隔离电压 4 0 0 0 V2 5 0 0 V2 5 0 0 V 正向输入电流4 0 一- 4 9 0 m A1 0 m Al O m A 输出高电平 1 5 V1 4 5 V1 4 V 输出低电平一1 5 V一4 5 V - 9 V 开通延时3 0 0 n sI 5 u s0
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