DIY2A3和300B单端甲类胆机(设计制作篇)要点.pdf
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1、1 DIY 2A3 和 300B 单端甲类胆机(设计制作篇) 一直想做一台2A3 和 300B 通用单端胆机,可以将1993 年购买的 2A3 用起来,而且刚 把 300B 推挽机改为EL34 和 KT88 通用推挽机(见老树发新芽-2A3 和 300B 推挽胆机) , 换下了 1992 年版的曙光300B。从设计和修改电路、购买半成品机箱、设计制作变压器和扼 流圈, 到实际动手制作安装调试,花了一年多的业余时间,到2013 年 10 月完成。 之后两年 多时间里又修改四次。现在信噪比约90db,耳朵紧贴音箱才可听到一点非常轻微的哼声, 稍微离开一点就听不到了。听感:中高频很好,尤其中频失真很
2、小,低频厚实而富有弹性。 2 3 一、设计线路 本机电路图如下: 4 乍一看,此电路电源是CLC 滤波,然而第一个电容取值很小(0.68uf) ,只起到了使输 出电压在0.9Vin 1.414Vin 之间调节的作用。带负载的情况下,Vin=352V和 403V 时, Vout=308V 和 355V 表明: Vout=0.88Vin ,因此, 其实仍是LC 滤波 。 最初 LC 滤波并没有采用聚丙烯电容与电解电容混合并联,而是用多个聚丙烯电容并联 成 180uf,结果通电试机感到哼声比较大,离音箱 1 米才听不到, 而且不受音量电位器控制。 很明显, 哼声来源于电源和输出级。于是利用机箱剩余空
3、间,增加了多个开关电源用的电解 电容并联,使每声道总容量达到710uf。用于开关电源的电解电容具有更小的ESR。下面从 理论上估算电源哼声的大小。 Vin=352V L=10H C=530uf+180uf=710uf V= Vin/3.7LC=352/3.7 10710=0.0134V=13.4mV 功率管内阻ra 与阳极负载RL (输出变压器) 构成分压器, 所以输出管2A3 阳极处脉动电压: 5 Va=(raV)/(ra+RL) =800 13.4mV/ (800+2500) =3.25mV 输出变压器只响应绕组两端的电压,因此它得到的哼声是: 13.4mV 3.25mV=10.15mV
4、在满输出之下,2A3 的电压摆幅为92Vrms, 信噪比 S/N=20 ( 92/0.01015) =79.15db 信噪比约80db,意味着靠近音箱仍可听到哼声。为了进一步提高信噪比,需要给驱动 级和输出级的电源增设一级LC 滤波。 只要这一级滤波器在100HZ 处有 20.5db 的衰减,就 可令信噪比提高到100db。20db 的换算为比率是25:1,所以要求增设的这级LC 滤波器 AC 分压比是Xl/Xc=25 。如果采用180uf 电容,则扼流圈只需达到1H 就已足够。 同时要注 意采用内阻(直流电阻)尽量小的扼流圈,以减少直流电压降。我实际采用1.5H1.8H, Rdc=26 欧的
5、扼流圈, 在 70mA 电流下的直流压降仅为1.8V, 不会影响电子管原来的工作点。 根据 2A3 与 300B 通用和好声、耐用、不极限运用的原则,线路参数设计计算如下: (1)电源部分 6 (a)左右声道的高压供电分为两组独立的绕组,采用两个整流管、两个扼流圈、 两组电容器进行整流滤波。不采用CLC 滤波,采用LC 滤波,使整流电压中的交流成 分绝大部分降在扼流圈两端(实测有100 多伏),降低输出电压紋波,但电源效率较低。 (b)300B 的高压 B+为直流 365V,减去输出变压器(直流电阻约100 欧姆)的直 流压降约78V 和 300B 阴极偏压60V,300B 的工作电压是手册规
6、定标准电压300V 左右 ; 2A3 的高压 B+定为直流300V, 减去输出变压器的直流压降约7V 和 2A3 阴极偏压 45V,2A3 的工作电压是手册规定标准电压250V 左右 。 两个整流管采用旁热式的CV2748(5AR4 ) ,减少对直热式2A3、 300B 的冲击。 (c)电源变压器给300B 供电的次级高压为交流405V,给 2A3 供电的次级高压为 交流 355V。用两个继电器(每个继电器内有两组10A 转换触头)对405V 和 355V 电 压的 4 个抽头进行切换。 (d)300B 和 2A3 的灯丝采用交流供电,用 1 个继电器 (每个继电器内有两组10A 转换触头)对
7、5V 和 2.5V 电压的 2 个抽头进行切换。 (e)滤波电容采用聚丙烯电容和电解电容组合并联,其中美国EC 的 5MP 和法国 苏伦 MKP 无感金属化聚丙烯电容并联成两组140uf.。 美国 EC 的 5MP 电容的性能指标: 类型: metallized Polypropylene (金属化聚丙烯) 应用:工业和军用级开关电源 性能:相对电解电容,较好的电气性能,没有“Roll-off ”电容漂移, ESR:4 毫欧, 共鸣频率: 1065KH ,纹波电流: 30amps,容值高达50uf, 过压保护: 200;完美的稳定性,低电介质吸收 (f)输入级管子的阳极工作电压用两个OB2(W
8、Y2 )串联进行稳压(215V) 。电 子管稳压可以使低频大讯号强劲有力,防止振铃,消除的感觉。稳压后经10K 阳极负 载电阻降压至150V 作为 6J5GT(L63)的阳极电压。稳压限流电阻的选择计算如下图: 最后选用7.2K(10W ) 。 7 (2)线路部分 (a)输入级的共阴极放大管不用 6SN7GT,而用它的单管类型6J5GT(欧洲马可尼 公司生产的型号是L63) ,两声道两个输入管,互不干扰。 (b)功率管采用2A3 时,推动级的SRPP 放大管用6SN7GT.。 这是因为根据Morgan Jones所著电子管放大器中结论: 6SN7GT 的原生失真是适合用作驱动级的 电子管中最低
9、的,而且在 150V 阳压下,栅负电压为-4V,实测音量调节后输入 交流 3.5V 信号电压时,经SRPP 放大后输出的不失真推动电压是交流60V,满 足推动 2A3 至满功率输出的需要。 (c)功率管采用300B 时,推动级的SRPP 放大管可用6SN7GT ,也可用5687,用 自制的转换座实现。根据 Morgan Jones 电子管放大器 ,5687 的原生失真也 很低,仅排在6SN7GT 之后, 其 2 次谐波失真仅比6SN7GT 高 1db,3 次谐波 失真虽比 6SN7GT 高 13db,但低于 E182CC、 E288CC、ECC82 等约 216db。 在 180V 阳压下,
10、5687 栅负电压为 -7V,实测音量调节后输入交流5V 信号电压 时,经放大后输出的不失真推动电压是交流85V,满足推动300B 的需要。 (d)2A3 与 300B 转换时 ,用 1 个继电器(每个继电器内有两组10A 转换触头)对 750 欧和 1000 欧阴极电阻的2 个抽头进行切换,实现阴极电阻的阻值转换。 (e)EF184、E180F 三极管接法时, 单级可推动2A3 和 300B,因此利用6J5GT 的空 余管脚,接上EF184 的阴极电阻,再自制转换座,并设置开关切除SRPP 推动 级。实测信号电平1.7V 时,EF184 输出的交流电压达到80V,足以推动300B。 (3)元
11、件参数部分 1、 功率级输出变压器:初级阻抗采用2.5K 。因为300B 的参数手册上,300V 屏 压下的负载阻抗是3K,2A3 的参数手册上,250V 屏压下的负载阻抗是2.5K。 考虑到将会以使用2A3 为主,所以采用2.5K。 2、 各级电子管的阴极偏置电阻:必须设计计算,使其工作在栅压-屏流曲线直线 段的中间位置,这就是A 类放大的工作点。 a)输入级6J5GT 工作点 8 阴极偏置电阻选用620 欧。如想进一步提高输入管的线性范围,还可以选择430 欧的阴 极电阻,此时Vg=-3.4V ,在 150V 阳极电压下,阳极电流8mA 。由于调节性滤波电容最终 由 0.7uf 增大为 1
12、uf,所以增加2mA 电流应该不至于影响输入级稳压管正常点亮工作。 由于 6J5GT 阳极电阻不大(10K) ,可以预期其负载线比较陡峭,有可能产生失真,所 以在选择了工作点以后必须验证它的最大不失真输出电压摆幅。先做6J5GT 负载线: 在 6J5GT 阳极电压Va、电流 Ia 与栅极电压Vg 关系曲线图横轴上找到高压Vht=215V (即稳压管稳定电压)那一点; 再求出在高压Vht =215V 下,负载电阻RL=10K 时的阳极电流: Iam=Vht/RL=215/10=21.5mA。 连接这两点做出RL=10K 的负载线,正好通过工作点Q:Va=150V,Ia=6.2mA ,果然很 陡峭
13、,如下图中的黑线。 沿负载线向左,将栅极电压接近出现栅流的Vg=0V 以前的 Vg=-1V作为电压摆幅的限 制点,对应电压是115V。 沿负载线向右,一直到Vht=215V 都没有限制点。 于是:最大不失真输出电压摆幅峰峰值是工作点电压与饱和限制点电压的差值的2 倍: Vp-p=2 ( 150-115)=70V , 最大不失真输出电压摆幅交流有效值: Vrsm=Vp-p/ 22=70/2.828=24.75V 由于本机调试时测得:输入现代音源标准交流2.0V 信号电平时,6J5GT 的输出电压是 交流有效值21.76V ,小于最大不失真输出电压摆幅的交流有效值24.75V ,所以不会产生失 真
14、,阳极负载电阻RL及工作点阴极电阻Rk都是合适的。 为了提高输入管的线性范围和不失真输出电压幅值,可以选择560 欧的阴极电阻,并 且取消稳压, 阳极负载电阻增大为17K,使输入管工作点改为: 9 Va=175V,Ia=8mA ,Vg=-4.5V , 此时 VHT=310V , Iam=VHT/RL=310/17=18.3mA , 做出负载线如上图中的红线,正好过工作点Q。 Vp-p=2 ( 175-122)=106V , 最大不失真输出电压摆幅交流有效值: Vrsm=Vp-p/ 22=106/2.828=37.5V。 此方案作为备用方案。 6J5GT阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益
15、,而且其容量大小对低端频响有 很大影响。我进行了计算,看在本线路工作点条件下,用多大容量合适。 根据 Morgan Jones 的著作电子管放大器一书,电子管本身的阴极等效电阻为: rk=(RL+ra)/(u+1) 本线路中, RL=10K。电子管的ra 和 u 的值将随阳极静态工作电流大小而变化,不能直 接套用手册值。在电子管特性曲线图上作图得出,在Ia=6mA 下, ra=9k,u=20,见下图: 把作图求出的参数代入上式: rk=(10+9)/(20+1)=0.9047K 阴极等效阴极交流电阻rk 与阴极偏置电阻Rk 是并联关系,阴极总电阻: rk=rkRk =(904.7620)/(
16、904.7+620)=367.88 欧姆 Morgan Jones在电子管放大器一书中指出:“ 放大器要有良好的低频响应,不止 靠正确的幅度响应,还需要相位和瞬态响应所受的影响最小,而相位和瞬态响应涉及的低频 端比截止频率低10 倍,所以通常将截止频率f-3db选取为 1HZ。 ” 于是, 与 RK并联的交流旁路电容的容量为: Ck=1/2f-3db rk =1/2 3.14 1367.88=432.8uf 最接近 432.8uf的电容容量标准值是470uf 。我选用了470uf/16V 瑞典长寿命电容,型 号: PEG124 。 10 b) 推动级 6SN7GT 和 5687 的工作点 如果
17、换管时阴极电阻也要跟着换,就比较麻烦, 失去了换管的乐趣,也不会轻易换管。 最好是有一个两管和两种工作电压都通用的阴极电阻。利用栅压-屏流曲线作图,在 365V 和 310V 电压下,竟然恰好有6SN7GT 和 5687 都适用阴极电阻:620 欧。 6SN7GT 的 Vg-Ia 曲线图,两种电压下的两个工作点用Q1 和 Q2 标在图中。 5687 的 Vg-Ia 曲线图,两种电压下的两个工作点用Q1 和 Q2 标在图中。 11 SRPP 电路的阴极交流旁路电容需要计算在本线路工作点条件下用多大容量合适。 Morgan Jones 的著作电子管放大器指出:“ SRPP电路中,上臂管子的阴极电阻
18、Rk 是下臂管子的RL,由于其阻值相当低,这意味着必定有Av u。 ”据此,下臂管子的RL=Rk。 由于 6J5GT相当于半个6SN7GT , 所以在 6SN7GT 电子管特性曲线图上作图,得到与 6J5GT 相同的结果:在Ia=6mA 下, ra=9k,u=20, rk=(RL+ra)/(u+1)=(0.62+9)/(20+1)=0.458K rk=rk Rk=( 458620)/(458+620)=263.4 欧姆 取 f-3db=1HZ ,则与 RK并联的交流旁路电容的容量为: Ck=1/2f-3db rk=1/2 3.14 10263.4=604uf 最接近的电容标准值是680uf 。
19、我选用了从丹麦军用通信设备上拆机的银壳680uf/10V 钽电解(实测1000 uf )和国产上海牌680uf/6.3V钽电解(实测980 uf ) 。 c)功率管2A3 和 300B 的工作点 由于阳极电压和阴极偏置电阻都按标准值设置,所以可以预期工作点也在标准位置上。 复核如下: 1)300B 工作点 : 由于 300B 的 Va-Vg-Ia 特性曲线图没有给出负载线,所以用数值逼近法作出2.5K 的负 载线: Va=475V,Ia=188mA 。 沿着负载线向左,与Vg=0V 的交点处, Va=112V: 沿着负载线向右,与Vg=-120V 的交点处, Va=450V: 所以阳极交流电压
20、摆幅的峰峰值是Vpp=450V-112V=338V , 交流有效值是Vpp/22= 119.5Vrms. 输出功率P=V 2/R=1202/2500=5.76W 西电 300B 手册上,在阳极电压300V,阳极电流60mA 下给出的输出功率是6W。 12 2)2A3 的工作点 : 在 2A3 的 Va-Vg-Ia 特性曲线图上,从工作点沿着负载线向左,与Vg=0V 的交点处, Va=105V: 沿着负载线向右,与Vg=-87V 的交点处, Va=365V: 所以阳极交流电压摆幅的峰峰值是Vpp=365V-105V=260V , 交流有效值是Vpp/22=92 Vrms. 输出功率P=V 2/R
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