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1、目录 一、目的 . 3 二、内容 . 3 一主电路工作原理及设计. 5 1.1 单端反激变换器工作原理. . 5 1.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系 5 1.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系 5 1.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系 7 1.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系 8 1.3 RCD吸收电路工作原理及设计. . 8 1.3.1 RCD 吸收电路工作原理 8 1.3.2 RCD 电路参数设计 9 1.4 变压器设计 . 9 1.4.1 确定匝比 9 1.4.2 电感设计 . 10 1.4.3 磁芯选择 . 11 1.4.4 匝数设计 . 11 1.4
2、.5 气隙设计 . 12 1.5 主电路器件的选择 . 12 1.5.1 功率开关管的选择. 12 1.5.2 副边整流二极管的选择. 13 1.5.3 输出滤波电容的选取. 13 1.5.4 钳位电路设计. 13 二控制电路工作原理及设计 13 2.1 电流控制技术原理 . 13 2.2 电流控制型脉宽调制器UC3845 14 2.2.1 UC3845 内部方框图 14 2.2.2 UC3845 功能介绍 15 2.3 基于 UC3845的控制电路设计 . . 16 2.3.1 开关频率计算. 16 2.3.2 保护电路设计. 17 三反馈电路工作原理及设计 17 3.1 反馈电路工作原理
3、. 18 3.2 反馈电路设计 18 3.2.1 稳压器 TL431 . . 18 3.2.2 光电耦合器 . 19 3.3 参数选择 20 四仿真验证 21 五总结 26 直流隔离电源变换器设计 一、目的 1熟悉逆变电路和整流电路工作原理,探究PID 闭环调压系统设计方法。 2熟悉专用 PWM 控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID 闭环控制电 路调节规律,并分析系统稳定性。 3探究 POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。 4探究隔离电源的特点,及隔离变压器的特性。 二、内容 设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC 变换器,指标参数如下: 输入电压: 90V135V; 输
4、出电压: 12V,纹波 1%; 输出功率: 50W; 开关频率: 30kHz; 输出电流范围: 20%至满载; 具有过流、短路保护和过压保护功能,并设计报警电路; 具有隔离功能; 进行变换电路的设计、仿真(选择项)与电路调试。 直流隔离电源变换器设计 摘要 单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构,其具有重量轻、 体积 小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点,因 此在实际中应用比较广泛,对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。 本次设计实验首先对反激变换器CCM 和DCM 工作模式下的能量传输过程及其 基本关系进行了分析比较,对RCD 箝位技术进行了研究,详
5、细阐述了主电路中的 高频变压器、 MOSFET、输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。 其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC3845 芯片的工作原理及特点, 进而设计了控制电路。本电路反馈回路采用可调式精密稳压器TL431配合光耦 PC817 ,达到了更好的稳压效果,提高了系统的可靠性。 最后对由主电路、 控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详 细设计,并进行了仿真验证, 分析和验证了电路设计的正确性和准确性。接着根 据系统原理和仿真参数, 进行实际电路的搭建和调试, 搭建的实际电路能够满足 项目要求。 一主电路工作原理及设计 1.1 单端反激变换器工作原理 图 1-1
6、 给出了反激(Flyback) DC/DC 转换器的主电路及其工作状态的电路。 它是由开关管 S、整流二极管 D、滤波电容 C 和隔离变压器构成。 开关管 S 按照 PWM 方式工作。变压器有两个绕组,初级绕组L1 和次级绕组 L2,两个绕组是 紧密耦合的。 使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时 铁心不饱和。 图 1-1 单端反激变换器的主电路图 在图1-1中,为Vi输入电压、 Vo为输出电压、 Io 为输出电流、 S为开关管、L1、 L2为储能电感、 1L i为流过电感 L1的电流、 2Li 为流过电感 L2的电流, D为续流 二极管、 C 为输出滤波电容、LR 为负载
7、电阻。 当开关管 S 导通时,续流二极管D承受反向偏置电压而截止,流过电感L1 的电流 1Li 线性增加,储能电感L1将电能转换成磁能储存在电感L1中,此时, 负载由输出滤波电容C供电;当开关管 S断开时,电流 1Li 降为零,续流二极管 D导通,储能电感Ll 将能量通过互感传递给L2,通过 L2 释放能量,流过电感 L2 的电流 2Li 线性减小,在减小到Io 之前,电感电流一部分给负载供电,一部 分给电容充电:减小到小于Io 后,电容进入放电状态,负载由电感和电容共同 供电,以维持输出电压和输出电流不变。在开关管S断开期间,流过电感L2 的 电流 2Li 线性减小到零时下一个开通周期还没有
8、到来,则会出现副边电感电流断 续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式 (CCM )和不连续导电模式( DCM )。 1.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系 1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系 (1) 开关状态 1(0-Ton) 在 t=0 瞬间,开关管 S导通,电源电压Ui 加在变压器初级绕组W1 上,此 时,在次级绕组 W2中的感应电压为 2 2 1 wi W uU W ,其极性“ *”端为正,是二极 管 D1截止,负载电流由滤波电容Cf 提供。此时,变压器的次级绕组开路,只有 初级绕组工作, 相当于一个电感, 其电感量为 L1,因此初级电流 p
9、i从最小值 minP I 开始线性增加,其增加率为: 1 i Udip dtL (1-1) 在 on tT时,电流达到最大值 maxP I。 maxmin 1 i PPus U IID T L (1-2) 在此过程中,变压器的铁心被磁化,其磁通也线性增加。磁通的增加 量为: () 1 i us U D T W (1-3) (2 )开关状态 2(Ton-Ts) 在 t=Ton 时,开关管 S关断,初级绕组开路,次级绕组的感应电动势反向, 其极性“ *”端为负,使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D 释放,一方面给电容 C充电;另一方面也向负载供电。 此时只有变压器的次级绕 组工作,
10、相当于一个电感,其电感量L2。次级绕组上的电压为 2wo uU ,次级电 流 s i 从最大值 maxs I线性下降,其下降速度为: 0 2 Udis dtL (1-4) 在 10 12 i D U UU K 时,电流达到最大值 maxs I。 maxmin 2 (1) o ssus U IIDT L (1-5) 在此过程中,变压器的铁心被磁化,其磁通也线性增加。磁通的增加 量为: () 2 (1) o us U DT W (1-6) (3 )基本关系 在稳态工作时,开光导通铁心磁通的增加量 () 必然等于开关管关断时的 减少量 () ,即 ()(),则由式( 1-3)和式( 1-6)可得 1
11、2 21 1 11 ouu iuu UDDW UWDKD (1-7) 式中, 12 1 2 W K W 是变压器初、次级绕组的匝数比。 开关管 S关断时所承受的电压为Ui 和初级绕组 W1中感应电动势之和,即 1 2 U 1 i vio u UW UU WD (1-8) 在电源电压 Ui 一定时,开关管S的电压和占空比Du有关,故必须限制最 大占空比 Dumax的值。 二极管 D承受的电压等于输出电压Uo与输入电压 Ui 折算 到次级的电压之和,即 0 12 i D U UU K (1-9) 负载电流 Io 就是流过二极管 D1的电流平均值,即 minmax 1 ().(1) 2 ossuII
12、ID(1-10) 根据变压器的工作原理,下面的两个表达式成立: 1min2min 1max2max ps ps WIW I WIW I (1-11) 由以上各式可得 2 max 11 1 max 21 1 12. 1 12 . i pou us i sou us UW IID WDL f UW IID DWL f (1-12) 1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系 如果在临界电流连续时工作,则式(1-7)仍然成立。此时,初级绕组的电 流最大值为 max 1. i pu s U ID L f ,则 1 max 21. i su s UW ID W L f ,负载电流 max 1 (1)
13、 2 osu IID, 故有临界连续负载电流: 1 12 (1) 2. i oGouu s UW IIDD L f W (1-13) 在 Du=0.5 时, oG I达到最大值 1 12 8. i oG s UW I L f W (1-14) 于是( 1-13)式可以写成 max 4(1) oGoGuu IIDD(1-15) 上式就是电感电流临界连续的边界。 1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 在电感电流断续时, o i U U 不仅与占空比有关,而且还与负载电流 o I 有关, 下 面通过能量守恒进行推导。 一个周期 T内直流母线电压 Ui 提供的功率为 2 0.5*()PPLI P
14、 T (1-16) 又因(1)/ PdconPIVTL , 则有 22 (1)() 22 ii PP UTonU Ton P TLTL (1-17) 设变换器的效率为80% ,则有输入功率 =1.25* 输出功率 , 即: 22 1.25() 2 Oi OP VU Ton RTL (1-18) 可以求得 2.5 o oion P R UU T TL (1-19) 1.3 RCD 吸收电路工作原理及设计 1.3.1 RCD 吸收电路工作原理 反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用,变压器磁芯处于直流偏磁状 态, 为防止磁芯饱和,需要较大气隙,因此漏感较大,电感值相对较低。当功 率开关关断时, 由
15、漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰,功率管导 通时,电感电流变化率大,电流峰值大,CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率 开关开通时高的电流尖峰。 因此,必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电 压、电流应力。 RCD 吸收电路加在变压器原边两端,电路拓扑如图1-2 所示。功 率管 S关断时,变压器漏感能量转移到电容C上, 然后电阻 R将这部分能量消耗 掉。 图 1-2 RCD 吸收电路 1.3.2 RCD 电路参数设计 (1) 功率管截止时,漏感能量等于电容C吸收的能量 222 max 111 () 222 lkpDSireset L IC UUCU(1-20) 式(1-14) 中
16、,L1k为变压器漏感、 Lpmax 为原边电感电流峰值、 Uds为最大漏源电 压、Ureset 为电容 C 初始电压、 Ui为输入直流电压。故 2 max 22 () lk p DSireset L I C UUU (1-21) (2 )电容 C 上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去,然后应一直处于放电状 态在功率管开通之前,电容C上的电压不应放到低于 (N1/N2)Uo,否则二极管 D 导 通,RCD 箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R 根据下式求得: 1 2 () OFF O T RC DSi N UU eU N (1-22) 电阻R额定最大功率,即箝位电路消耗的功率,为 22 m
17、ax 111 () 222 DSireset Rlkp PL IfC UUCUf(1-23) (3) 二极管 D 承受的峰值电压为Ui+(N1/N2)Uo,峰值电流为原边电感峰值电流 Ipmax。 1.4 变压器设计 1.4.1确定匝比 加在变换器输入端的直流电压最大为135V 我们选用额定值为500V 的 mosfet,此时保留 50V 的裕量。此种情况下,漏 极电压不能超过 450V。由上分析知,漏极电压为 inZ VV ,于是有 1 8 04 5 0 4 5 01 8 02 7 0 i nZZ Z VVV VV (1-24) 因为为保证最大占空比小于0.5,需选择标准 150V 稳压管。
18、若以 Z OR V V 为函 数画出上述钳位损耗曲线可发现,在所有情况下, Z OR V V =1.4均为消耗曲线上的 明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有 0. 70. 71 5 01 0 5 1. 4 Z O RZ V VVV(1-25) 假设 28V 输出二极管正向压降为1V,则匝比为 105 3.62 29 OR oD V n VV (1-26) 1.4.2电感设计 由负载功率和电压,可以得到 140 5 28 o IA(1-27) 一次输出电压为 OR V,负载电流为 OR I,其中 5 1.38 3.62 o OR I IA n (1-28) 假定设计效率为 80%,则可以得到
19、输入功率 140 175 80%0.8 o IN P PW(1-29) 于是可以得到平均输入电流 175 1.35 130 IN IN INMIN P IA V (1-30) 平均输入电流与实际占空比D 直接相关。因 IN I D 为一次电流斜坡中心值, 且其值与 LR I 相等,于是有 1 I NO R II DD (1-31) 解得 (1-32) 二次电流斜坡中心值为 5 10 110.5 o L I IA D (1-33) 一次电流斜坡中心值为 10 2.76 3.62 L LR I IA n (1-34) 根据以上 LR I值,可得所选电流纹波率情况下的峰值电流 1 ( 1)1 . 2
20、 52 . 7 63 . 4 5 P KL R IIA r (1-35) 1.35 0.5 1.351.38 IN INOR I D II 伏秒数为 3 1 3 00. 5 1. 6 2 5 4 01 0 o no n E tVtV m s(1-36) 设计离线式变压器时,因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素, 通常将r值设定为 0.5 左右。根据“ LI ”规则一次电感为 11. 6 2 5 1. 1 8 2. 7 60. 5 p LR Et LmH Ir (1-37) 二次电感 22 1.18 90.0 3.62 P s Lm LuH n (1-38) 1.4.3磁芯选择 设计磁性元
21、件与特制或成品电感不同,须加气隙以提高磁芯的能量存储能 力。若无气隙,磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需r 值,还应 确保 L 值大小。若所加气隙太大,则必然导致匝数增多这将增大绕组的铜 耗。另外,增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择, 通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁芯,且适用于所有拓扑) 2 3 ( 2) 0. 7 IN e Pr Vcm rf (1-39) 其中 f 的单位为 kHz。 则前例可得 2 3 ( 20 . 5 )1 7 5 0 . 73 8 . 2 8 0 . 54 0 e Vc m(1-40) 于是开始选取这个体积 (或接近) 磁芯。
22、在 EE55 中可以找到,其等效长度 和面积在他的规格中已给出 2 3.54 12.3 e e Acm lcm 则可得其体积为 3 3. 5 41 2. 34 3. 5 4 eee VAlc m(1-41) 基本满足要求。 1.4.4匝数设计 电压相关方程 LI BT NA (1-42) 使 B 与 L 相关联。由于给定频率的r 和 L 表达式等效,故结合这些公式,磁通 密度变化取最大值(通过r) ,即可得到非常有用的关于r 的电压相关方程式 2 (1)( 2 ON PKe VD N rBAf 适用于所有拓扑) (1-43) 所以若无材料的磁导率、磁隙等信息,只要已知磁芯面积Ae 与其磁通密度
23、变换 范围,仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯,不管有无磁隙,磁通 密度变化都不能超过0.3T。所以求解 N 为(一次绕组匝数) 43 21300.5 n1+)38.25 0.520.33.541040 10 p (匝 (1-44) 则 28V 输出的二次绕组匝数为 3 8. 2 51 0. 5 7 3. 6 2 p s n n n 匝(1-45) 分别取整数为 40 匝和 11 匝。 1.4.5气隙设计 最后,必须要考虑到材料的磁导率,L 与磁导率相关的方程有 21 () oe e A LN H zl (1-46) 其中, z 为气隙系数 eg e ll z l (1-47) 求得
24、 74 22 32 112000 4103.54 10 ()()40 1.18 1012.3 10 oe e A zN Ll (1-48) 所以 9 . 8 1z(1-49) 最后,求解气隙长度 1 2. 32 0 0 0 9. 8 10. 5 4 1 2. 3 g g l zlm m(1-50) 1.5 主电路器件的选择 1.5.1功率开关管的选择 功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为 1 2 U 1 i vio u UW UU WD 1 (1)1.252.763.45 PKLR IIA r 功率管选用 IRF840(8A500V)。 1.5.2副边整流二极管的选择 整流二极管 D承受
25、的电压应力和电流应力分别为 0 12 i D U UU K lpkpk InI 整流二极管选用 MBR10100G(100V/10A) 。 1.5.3输出滤波电容的选取 输出滤波电容为 5 8% s T C KR 式中, K为纹波率、 R为负载电阻,输出滤波电容选用220uF的电解电容。 1.5.4钳位电路设计 2 max 22 () lk p DSireset L I C UUU 根据公式 (116)来计算吸收电阻 R的值, R上的功耗基本为漏感能量通过电容转 化而来,功耗值为 max 1 2 Rlkp PL If 由于二极管 D和电容C均有功耗,电阻 R的功耗按计算值的一半来考虑。 二极管
26、 D上通过的峰值电流 ID=Ipk=3.45A ,所以选用肖特基二极管 MUR1560(15A/600v) 。 二控制电路工作原理及设计 2.1 电流控制技术原理 电流控制技术原理图,如图2-1所示,图中 A为误差放大器, N为PWM比较器, Uref为参考电压,采用恒频时钟脉冲置位锁存器, 输出脉冲,以驱动功率管导通, 使电源回路的电流增大。 电源输出电压 Uo与参考电压 Uref比较放大后, 得到误差 电压Ue。当电流在采样电阻 Rs上的幅度达到 Ue时,脉宽比较器的状态翻转,锁 存器复位, 驱动撤除, 功率管截止。 这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控 制电源输出的目的。 图 2-1
27、电流控制技术原理图 电流控制技术与传统的电压控制技术相比,在电路结构上增加了一个电感电 流反馈,此电流反馈就作为PWM的斜坡函数,因此不再需要锯齿波(或三角波 )发 生器。反馈的电感电流,其电流变化率di/dt 直接跟随输入电压和输出电压的变 化而变化,电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号,与反馈的电感 电流比较,直接去控制功率开关通断的占空比,使功率开关的峰值电流受电流给 定信号控制。 2.2 电流控制型脉宽调制器UC3845 2.2.1 UC3845内部方框图 UC3845 系列芯片的内部方框图,如图2-2所示。 图2-2 UC3845 内部方框图 1脚为误差放大输出,并可用于环
28、路补偿;2脚是误差放大器的反相输入;3 脚是电流取样端, 通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入,脉宽调 制器使用此信息中止输出开关的导通;4脚为RT/CT 端,通过将电阻 RT 连至Vref 并将CT 连至地,使得振荡器频率可调; 5脚为接地端; 6脚为输出端,输出开关频 率为振荡器的一半; 7脚为Vcc端;8脚为参考输出,它经 RT 向电容 CT 提供充电电 流,可提供大电流图腾柱输出,输出电流达1A。 2.2.2 UC3845功能介绍 (1)过压保护和欠压锁定 当工作电压 Vcc大于36V时,稳压二极管稳压,使内部电路在小于36V下可靠 工作;而当欠压时,有锁定功能。在输入电压U
29、 小于开启电压阀值时,整个电路 耗电lmA,降压电阻功耗很小。此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出 级被驱动之前, 集成电路已完全可用, 正电源端和参考输出各由分离的比较器监 视,每个都具有内部的滞后,以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。 (2)振荡频率的设置 如图3.2 所示,UC3835 芯片8脚和4脚之间接 RT ,4脚和5脚之间接 CT ,8脚5V基准电 源经RT 给定时电容 CT 充电, U振荡器工作频率 f 为 1. 7 2 orc Tr f R C (2-1 ) (3) 误差放大器的补偿 UC3845 的误差放大器同相输入端接在内部+25V基准电压上, 反相输入端接
30、 受外部控制信号, 其输出端可外接 RC 网络,然后接到反相输入端, 在使用过程中, 可改变 R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。 (4) 电流检测和限制 电流检测电路,如图 3-3所示。正常运行时,检测电阻K的峰值电压由内部误 差放大器控制,满足式 (2-2)。 (1) 1.4 3 pin pk S VV I R (2-2) 图2-3 电流检测与限制 (1)pin V为误差放大器输出电压、 pk I为检测电流。 UC3845 内部电流测定比较器 反向输入端箝位电压为 lV ,最大限制电流 (max) 1 pk S V I R 。在RS 和3脚之间,常用 R 、 C组成一个滤波器,用
31、于抑制功率管开通时产生的电流尖峰,其时间常数近似等 于电流尖峰持续时间 ( 通常为几百纳秒 ) 。 (5)内部锁存器 UC3845 内部设置有 PWM锁存器,加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出 一个控制脉冲,防止噪声干扰和功率管的超功耗。 (6)图腾柱输出 UC3845 的输出级为图腾柱式输出电路,输出晶体管的平均电流为200mA , 最大峰值电流可达 4-1A,由于电路有峰值电流自我限制的功能,所以不必串入电 流限制电阻。 (7)驱动电路 UC3845 的输出能提供足够的漏电流和灌电流,非常适合驱动N沟道MOS 功率 晶体管,图2-4(a) 为直接驱动 N沟道MOS 功率管的电路, 此时
32、UCl84X 和MOSFET之间 不必进行隔离。若需隔离可采用图2-4(b) 所示的隔离式 MOSFET的驱动电路。 图2-4 驱动电路 2.3 基于 UC3845 的控制电路设计 控制电路原理图如图2-5 所示。稳压管 VZ2和电阻 R3是为了防止脉冲信号 电压过高而照成开关管的损坏,对电路进行稳压,考虑到开关所能承受的电压, 选取 15V的稳压管,电阻 R3=20k 。电阻 R11和电容 C13组成 RC滤波器对 6 脚输 出的脉冲电压进行滤波,所以R11=20欧姆, C13=4700pF 。 2.3.1开关频率计算 如图 2-5 所示, UC3844 的脚 8 与脚 4 间电阻 R8及脚
33、 4 的接地电容 C17决 定了芯片内部的振荡频率, 由于 UC3844内部有个分频器, 所以驱动 MOSFET 功率 开 图 2-5 驱动电路原理图 关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。本实验设计的电路频率为 40KHz ,则 UC3845的振荡器工作频率为80KHZ 。电阻 R8一般取 10k,则电容 C17 由式 2-1 计算可得为 2.15nF。电容 C18取为 0.1uF。 2.3.2保护电路设计 如图 2-5 所示, 电源电压过压时, 2 脚电压将会增大,当增大到一定值后, UC3845将会关断 PWM 波,即让 6 脚输出为 0,MOS 管 Q1关断,电源电压自然就 会下降,
34、下降到一定程度后,反馈电压VFB也同时变小,这样UC3845的 6 脚又 开始输出 PWM 波,控制 MOS 管的开通关断,使电压维持在12V左右。 MOSFET 功率开关管的源极所接的R6是电流取样电阻, 变压器原边电感电流 流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚 3,构成电流控制闭环。当负 载短路或过流时,通过MOS 管的电流增大,则取样电阻R6上的电压也会升高, 当三脚的电压高于1V时,电流采样比较器输出高电平使PWM 锁存器置 0 而使输 出封锁,从而达到保护的效果。若故障消失,下一个时钟脉冲到来时将使PWM 锁存器自动复位。由于 MOS 管开通关断时,有可能产生电流尖峰,并
35、传递到 UC3845 的 3 脚, 为防止 UC3845误保护,我们在 R6上并联一个 RC滤波电路,其中 R5=1K , C14=470pF ,这样就可以滤除电流尖峰,防止误保护。 由式 1-35 知,峰值电流为3.45A,则 R6取0.3/ 5W 。 三反馈电路工作原理及设计 反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管- 三极管上的电流变 化取控制 UC3845 ,调节占空比, 达到稳定输出电压的目的。 电路核心器件 PC817 和 TL431。图 3-1 所示为反馈电路原理图 , 输出经过 TL431 反馈并将误差放大, TL431阴阳极间电压变化,引起流过光耦PC817发光部
36、分的电流变化,而处于电 源高压边的光耦感光部分得到反馈电压,用来调整的UC3845控制器输出的PWM 波的开关时间,从而得到一个稳定的直流电压输出。 图 3-1 反馈电路原理图 3.1 反馈电路工作原理 当输出电压有变大趋势时, 经两电阻 R13和 WR1 分压后接到 TL431的参考输 入端( 误差放大器的反向输入端 ) 的电压升高,与 TL431内部的基准参考电压2.5V 作比较,使得 TL431阴阳极间电压 Vka 降低,进而光耦二极管的电流If变大, 于是光耦发光加强,感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大 反馈电压后, 与其内部的基准电压进行比较后导致脚1的电平变低
37、, 经过内部电 流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高,PWM 锁存器复位,或非门输 出变低,于是关断开关管,使得脉冲变窄,缩短MOSFET 功率管的导通时间,于 是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小,使输出电压Vo降低。反之亦然,总 的效果是令输出电压保持恒定, 不受电网电压或负载变化的影响,达到了实现输 出闭环控制的目的。 3.2 反馈电路设计 3.2.1稳压器 TL431 TL431采用DIP-8或TO-92封装形式,引脚排列分别如图3-2所示。 3个引脚分 别为:阴极( CATHODE) 、阳极( ANODE)和参考端( REF ) 。图中,A为阳极,使用 时需接地; K为阴极,
38、需经限流电阻接正电源;UREF 是输出电压 UO 的设定端,外 接电阻分压器; NC 为空脚。 图3-2 TL431 封装图及等效电路图 由TL431的等效电路图可以看到, Uref 是一个内部的 2.5V 基准源,接在运放 的反相输入端。 由运放的特性可知, 只有当 REF 端(同相端)的电压非常接近 Uref (2.5V)时,三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过,而且随着REF 端电压 的微小变化,通过三极管VT 的电流将从 1到100mA 变化。 前面提到 TL431的内部含有一个 2.5V的基准电压,所以当在 REF 端引入输出反 馈时,器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流,控制输
39、出电压。如图3-3所 示的电路,当 R1 和R2 的阻值确定时,两者对 Vo的分压引入反馈,若 Vo增大,反馈 量增大, TL431的分流也就增加,从而又导致Vo下降。显见,这个深度的负反馈 电路必然在 Uref 等于基准电压处稳定,此时 Vo=(1+R1/R2)Vref 。 图3-3 TL431 典型应用电路 选择不同的 R1和 R2的值可以得到从 2.5V 到 36V范围内的任意电压输出, 特别地,当 R1=R2时,Vo=5V 。需要注意的是,在选择电阻时必须保证TL431工 作的必要条件,就是通过阴极的电流要大于1mA 。 3.2.2光电耦合器 此处选用光电耦合器 PC817,PC817
40、 是常用的线性光耦,具有上下级电 路完全隔离的作用,相互不产生影响,其有如下特点: (1) 输入和输出之间的隔绝电压高:5000V (2) 电流传输比 CTR:IF=5mA,VCE=5V 时最小值为 50% (3) 紧凑型双列直插封装 PC817 光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。其内部框图 如图3-4所示。 图3-4 PC817 等效电路图 当输入端加电信号时, 发光器发出光线, 照射在受光器上, 受光器接受光线 后导通,产生光电流从输出端输出,从而实现了“光- 电- 光”的转换。普通光电 耦合器只能传输数字信号(开关信号) ,不适合传输模拟信号。线性光电耦合器 是一种新型的
41、光电隔离器件, 能够传输连续变化的模拟电压或电流信号,这样随 着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号,从而使光敏晶体管的导通程度也不 同,输出的电压或电流也随之不同。 3.3 参数选择 TL431参考输入端的电流参考值为2uA, 为了避免此端电流影响分压比和避免 噪声的影响, 通常取流过电阻 R13 的电流为参考输入端电流的100倍以上,根据公 式4-1计算,取 R13 的值为 10k R13=2.5V/200uA=12.5K (3-1) 根据TL431的特性, R13 、WR1 、Uo 、Uref 有固定的关系: 0 1 1* 13 ref WR UU R (3-2) 则, 13 1()*
42、Oref ref R WRUU U (3-3) 上式中, Uref 为2.5V,Uo为28V,根据( 3-3)式计算得出 WR1=102k 。 为了取得合适的 R11 值, 首先根据 PC817 的Uce与Ic 关系曲线确定 PC817 二极管 正向电流 If 。UC3845 的误差放大器输出电压摆幅0.8VUo6.2V,由图 3-5可知, 当PC817 二极管正向电流 If 在5mA 左右时,三极管的集射电流Ic 在5mA 左右变化, 集射电压 Uce在很宽的范围内线性变化,符合UC3845 的控制要求。 PC817 的电流传输比 CTR=0.8 1.6 ,按公式 4-4计算得出通过 PC8
43、17 内部发光 二级管的最小电流为: min 5 6.25 0.8 c f ImA ImA CTR (3-4) 发光二极管能承受的最大电流为50mA ,TIA31最大电流为 100mA ,故取流过 R11 的 maxf I为50mA ,根据公式 3-5和3-6, min min 282.51.2 3.9 6.25 Okaf S f UUU VVV RK ImA (3-5) max max 282.51.4 482 50 Okaf S f UUU VVV R ImA (3-6) 选择Rs的取值为 500欧姆。 图3-5 PC817的集电极电流与集电极发射机电压 此电路设计中还增加了提升低频增益电
44、路,用电阻 R12和电容 C19串接于控 制端和输出端,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率,即静态误差。 四仿真验证 仿真电路由主电路、 控制电路、 反馈回路组成的整个系统进行了仿真,如图 4-1 所示。 主电路主要由由 MOSFET 开关管、整流二极管、滤波电容、隔离变压器和 RCD 吸收电路构成。控制电路采用UC3845峰值电流控制芯片。反馈电路采用 输出电阻分压取样, 经过可调精密稳压器TL431和光电耦合器 PC817给到控制芯 片 2 脚 Vfb。 MOSFET 功率开关管的源极所接的电阻是电流取样电阻,变压器原边电感 电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3845的脚
45、3,构成电流控制闭环, 当负载短路或过流时,达到保护的效果。 由于 MOS 管开通关断时,有可能产生电流尖峰,并传递到UC3845的 3 脚, 为防止 UC3845误保护,并联了一个 RC滤波电路。 由于 MOS 管开通关断时, 有可 能产生电流尖峰, 并传递到 UC3845 的 3 脚,为防止 UC3845误保护,并联了一个 RC滤波电路。 图 4-1 整体电路图 当输出电压 Vo 有变大趋势时, 经两电阻和分压后接到TL431 的参考输入端 (误差放大器的反向输入端)的电压升高,与TL431 内部的基准参考电压2.5V 作 比较,使得 TL431 阴阳极间电压 Vka 降低,进而光耦二极管
46、的电流If 变大,于 是光耦发光加强,感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845 在接受这个变大反 馈电压后,与其内部的基准电压进行比较后导致脚1 的电平变低, 又因电流采样 端接地,所以经内部电流检测比较器与电流采样电压(为0V)进行比较后输出 变高, PWM 锁存器复位,或非门输出变低,于是关断开关管,使输出的PWM 波全为低电平,即占空比为0。 图 4-2 输入电压变化情况 图 4-3 负载变化情况 图 4-2 和 4-3 分别是输入电压变化情况和负载变化情况。为验证电路的动态 性能和带载能力,设置输入电压突变,在 0-20ms保持 90V, 在 20.1ms突变到 115V, 保持 2
47、0ms ,在 40.1ms 突变为 135V ,保持 20ms,在 60ms时刻开始,输入电压以 2.25V/ms 下降,直到 80ms时刻。负载变化情况类似,验证负载从20% 到半载再 到满载的过程。由此得到输出电压和电流波行如图4-4。 图 4-4 输出电压和电流波形 图 4-4 是输出电压和电流波形。从第一幅图可以看出,输出电压在5ms 进 入稳态,调节时间较短,且没有振荡。20ms 时刻输入电压和负载都变化,输出 电压存在幅值为 50mV 的波动,在 0.1ms内迅速稳定, 电流也突变为 20%;在接 下来的 20ms 内,输入电压保持115V、负载保持 20%状态,输出电压和电流保
48、持稳定。在接下来的两个20ms,负载依次从 20%变化到半载和满载,输入电压 和负载同时突变,如图4-4,输出电压在突变发生时能够迅速稳定(0.1ms) ,并 且有较小的纹波水平( 50mV) 。负载达到指标要求的从20%到满载变动。 图 4-5 原副边电流 如图 4-5, 第一幅图是 pwm 波形,第二幅图是原边电流, 第三幅是副边电流。 在一个周期内,开关管导通时,原边电流线性上升,副边电流为零;开关管断开 时,原边电流关断产生的反压被RCD 电路吸收,副边绕组上的电压变成上正下 负,副边电流线性下降。当副边电流下降为零时,开关管还没导通,所以反激变 换器工作于 DCM 状态。 图 4-6
49、 RCD 吸收电路和开关管Vds 波形 如图 4-6,第一幅图是 RCD 吸收电路电容 C两端的电压波形,第二幅图是开 关管 Vds 两端波形,第三幅图是PWM,用于对照分析。 RCD 吸收电路电容 C上的 电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去,然后一直处于放电状态直到功率管再次 开通,电容 C上的电压不应放到低于 (N1/N2)Uo,否则二极管 D导通, RCD 箝位电 路将成为该变换器的一路负载。计算 (N1/N2)Uo约为 204V,副边从放电开始到电 流变为零时,电容上的电压从250V 变化到 243V ,大于 204V ,这样保证了RCD 不会成为副边放电时的负载,满足要求。 五总结 通过本次对直流隔离电源变换器设计实验的学习与探究,我对于逆变电路和 整流电路的工作原理、 UC3845 芯片的工作原理有了进一步的掌握,而且熟悉了 PID 闭环调压系统的设计方法,了解了POWER MOSFET 驱动电路的设计方法。 与此同时, 我的自主学习能力和团队协作能力也得到了加强。总之,这次设计实 验使我收获颇丰。
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