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1、- 1 - 帯隙基准电路设计 (东南大学集成电路学院) 一.基准电压源概述 基准电压源 (Reference Voltage)是指在模拟电路或混合信号电路中用作电压 基准的具有相对较高精度和稳定度的参考电压源,它是模拟和数字电路中的核心 模块之一,在 DC/DC,ADC,DAC 以及 DRAM 等集成电路设计中有广泛的应 用。它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。模拟电路 使用基准源,是为了得到与电源无关的偏置,或是为了得到与温度无关的偏置, 其性能好坏直接影响电路的性能稳定。在CMOS 技术中基准产生的设计,着重 于公认的“帯隙”技术,它可以实现高电源抑制比和低温度系数,
2、因此成为目前 各种基准电压源电路中性能最佳、应用最广泛的电路。 基于 CMOS 的帯隙基准电路的设计可以有多种电路结构实现。常用的包括 Banba和 Leung结构带薪基准电压源电路。 在综合考虑各方面性能需求后,本文 采用的是 Banba结构进行设计,该结构具有功耗低、温度系数小、PSRR高的特 点,最后使用 Candence软件进行仿真调试。 二.帯隙基准电路原理与结构 1.工作原理 带隙基准电压源的设计原理是根据硅材料的带隙电压与电源电压和温度无 关的特性,通过将两个具有相反温度系数的电压进行线性组合来得到零温度系数 的电压。用数学方法表示可以为: 2211 VVVREF,且0 2 2
3、1 1 T V T V 。 1).负温度系数的实现 根据双极性晶体管的器件特性可知, 双极型晶体管的基极 -发射极电压 BE V具 有负温度系数。推导如下: 对于一个双极性器件,其集电极电流)/(exp TBESC VVII,其中qkTVT/, - 2 - 约为 0.026V, S I为饱和电流。根据集电极电流公式,得到: S C TBE I I VVln(2.1) 为了简化分析,假设 C I保持不变,这样: T I I V I I T V T V S S T S CTBE ln(2.2) 根据半导体物理知识可知: kT E bTI gm S exp 4 (2.3) 其中 b 为比例系数, m
4、-3/2,Eg 为硅的带隙能量,约为1.12eV。得到: )()(exp)(exp)4( 2 43 kT E kT E bT kT E Tmb T Iggmgm S (2.4) 所以: T g TS S T V kT E T V m T I I V 2 )4(2.5) 由式(2.2)和(2.5),可以得到: T qEVmV T VgTBE BE /)4( (2.6) BE V通常小于qEg/,所以 BE V和温度负相关。从式 (2.6)可知, BE V的温度系数本 身与温度有关, 如果正温度系数表现出一个固定的温度系数,在恒定基准的产生 电路中将会产生误差。 2).正温度系数的实现 若两个双极
5、晶体管工作在不相等的电流密度下,那么它们的基极-发射极电 压差值就与绝对温度成正比。如图2.1 所示: - 3 - 图 2.1 正温度系数的产生电路 nln lnln 21T S T S TBEBEBE V nI I V I I VVVV(2.7) 因此 BE V可实现正温度系数: nln T V T VTBE (2.8) 当 T=300K 时, nln 086.0 T VBE ,n 可以由多个双极性晶体管并联实现。 3).通过正温度系数和负温度系数的叠加可以消除整个电路的温度系数,具体方法 见下节中的基本结构。 2.基本结构 利用放大器两个输入端的电压相近就可以很方便得将正负温度系数特性结
6、合起来,如图 2.2: 图 2.2 基本带隙电压源产生电路 这里放大器以 X 和 Y 端为输入,驱动 R1 和 R2 电阻的上端,假设放大器为 - 4 - 理想运放,可以使得X 点和 Y 点稳定在近似相等的电压。基准电压可以通过放 大器的输出端得到。根据对图2.2 的分析,不考虑运放的失调电压情况下, nln 21TBEBE VVV,所以得到输出电压为: )( ln 23 3 2out RR R nV VV T BE (2.9) 同时得到: nln 3 322out R RR T V T V T V TBE (2.10) 根据前面的分析,如果适当的选择n、R2 和 R3 的值就可以使得0 ou
7、t T V , 此时可近似认为输出电压与温度无关。实际上因为 BE V的温度系数本身与温度有 关,所以实际得到的电压仅在预设温度邻近区域内才能看作与温度无关,在其他 温度下仍有一定影响,并非完全与温度无关。 三 Banba 结构的设计 1.Banba结构的原理 图 3.1 为 Banba结构的完整电路结构图。 图 3.1 Banba 结构完整电路图 组成:第一部分为启动电路,主要由MSA,MSB,MSC 三个管子的性能来决定 电路的自启动;第二部分为放大器,采用二级Mille 电路,并且从带隙部分获得 偏置电流;第三部分为电路核心的带隙部分。 - 5 - Banba结构的特点: 1).在传统的
8、带隙基准电路中(如之前介绍的基本结构),输出电压 Vref 在 1.25V 左右,这就限制了电源电压在1V 以下的应用, 而这个结构的 Vref 通过两个电流 的和在电阻上的压降来实现:一个电流与三极管的VBE 成正比,另一个与VT 成正比,产生的基准电流通过MOS 管 M3 镜像到输出电流,再通过输出负载电 阻 R4 决定输出参考电压(在保证MOS 管正常工作的范围内),方便改变所需产 生的电压值; 2).放大器中采用 Miller 补偿可以增加稳定性,采用PMOS 管作为差分输入。由 于放大器在电路中起的作用是保证1、2 电压的相等,对核心部分没有影响,所 以此结构仍是 Banba的思想;
9、 3).启动电路使电路节点处于简并状态时也可以自动进入正常工作状态,其自启动 方法是采用一个额外的脉冲来实现的。虽然增加了元件数, 却能使制造和启动过 程简化许多。 具体分析: 为了便于分析,图3.2 是 Banba结构电路的基本结构。 图 3.2 Banba 结构带隙基准 图 3.2 中,假设 M1,M2,M3 管的宽长比相同,则有: - 6 - 32 321 R VV R V IIII ZYY (3.1) 由于运放的作用, YX VV,所以 323232 nln R V R V R V R V R VV R V I TBEBEBEZXX (3.2) 那么基准电压 Vref 就可以得到, )
10、ln( 3 2 1 2 4 4 nV R R V R R IRV TBEref (3.3) 与式(2.9)相比,只要调节 R4/R2 的比值,就可以方便的调节基准电压的值。同时 也可以推导出此时Vref 的温度系数: )ln( 3 21 3 4 n R R T V T V R R T V TBE ref (3.4) 2.Banba结构的参数设计 2.1 帯隙部分的设计 T=300K 时,Is=4.3e-18A,V026.0 T V,n0.086ln nln T V T V TBE 。取 n=100, R3=100K, uA R nV II T Rq 2.1 ln 3 31 (3.5) V685
11、.0ln 1 1 S q TBE I I VV(3.6) 代入式 (2.6)得到,67.1 1 T VBE 。由式 (3.4),令0 T Vref ,所以 0ln 3 21 n R R T V T V TBE (3.7) 0nln 086.067.1 3 2 R R (3.8) n=100,R3=100K 时,得到 R2=422K。所以: 2 4 3 2 1 2 4 19.1)ln( R R nV R R V R R V TBEref (3.9) - 7 - 要求 Vref=1.8V,则 R4=633K。 流过 MOS 管的电流为: uRu R V II BE q 8.2/685.02.1 1
12、 1 1 1 (3.10) M1,M2,M3 管的尺寸: 38.1 )( 2 )( 2321 THGSOXP VVC I L W , (3.11) 2.2 运放的设计 带隙电路中的放大器主要作用是使两个输入点的电平相等,所以只要增益足 够就可以了,另外为了防止振荡,相位裕度也要足够,其他指标不是特别重要。 图 3.3 是运放的核心部分。各部分作用:MA1 、MA2 为第一级差分放大, MA6 为第二级放大, MA5、MA7 从带隙部分偏置电流分配给放大部分MOS 管。Cc 为密勒电容,将主次极点分离,也可增大相位裕度。 图3. 3 二级 Miller补偿 CMOS 运算放大器 直流开环电压增益
13、: )|)(|( 76426221oooommo rrrrggAAA(3.12) 单位增益带宽: - 8 - c m O C g AGBW 2 f 1 d (3.13) 根据电流的关系,确定各个MOS 管的宽长比。放大器的偏置电流来自于带 隙部分的输出电流,由式(3.10)可知,偏置部分得到的电流为2.8u,为了减小功 耗,取流过 MA5 的电流为偏置电流2 倍,即 MA5 的尺寸为 M1 两倍,而 MA7 为 M1 尺寸的 8 倍以上。放大器的具体参数见表3.1,宽长比单位 um。 表3.1 二级运放器件参数 M1 0.92/0.5 M5 1.84/0.5 M2 0.92/0.5 M6 4/
14、0.5 M3 0.48/1 M7 7.36/0.5 M4 0.48/1 Cc 1p 3.自启动电路 只要运放的开环增益足够高,输出电压就相对独立于电源电压。但是,如果 Vx 和 Vy 均等于零时电路进入简并状态, 电路将永远无法工作, 所以必须增加自 启动电路去除简并状态。如图3.4 所示,由三个 MOS 管形成开启电路。 图3. 4 启动电路 工作原理:由于PMOS 管 MSA 的栅极接地,所以MSA 始终导通,这样使得S 点电平升高, S也是 MSB 管的栅极,因此MSB 管导通,它的漏极(即启动点) - 9 - 电平降低,这样如果启动点为PMOS 栅极,该 PMOS 管就导通了,电路可以
15、开 始工作。最后还必须使MSB 脱离,当电路开始正常工作时,MSC 管开启,这样 就再次使 S 节点电平下降, MSB 管由此关断, 脱离了启动部分。 由于 MSA 常导 通,对于功耗是一种浪费,所以要使流过MSA 的电流尽量小,可以设计的时候 使 MSA 的 W 小于 L,具体还需经过仿真来验证。 最终参数: WSA=0.22u LSA=10u; WSB=0.5u LSB=0.5u; WSC=0.5u LSC=0.5u 四电路结构仿真和调试 本节使用 candence软件, 基于 TSMC 的0.35mm 工艺对电路进行进一步的仿 真和调试。电路如图 4.1所示。 图 4.1 Banba 结
16、构的电路仿真图 1.温度系数调整 实测结果显示,输出电压Vref 的温度系数在原始参数下变化很大,这是因 为计算时将所有器件考虑为理想状态,这在实际电路仿真中是不可能的,实际 MOS 管和晶体管都有计算时难以考虑的二级效应,电容、电阻等也非理想。所 以要对影响温度系数的参数进行调整,才能达到最优温度系数。 另外一个重要影响是运放的失调电压,实际运放的开环增益是有限的并非无 穷大,所以 Vx 和 Vy 的电压不会完全相等。所以,在实际电路中对Banba结构 - 10 - 进行了适当修改, 使用两级 PNP管串联。如图3.1中,根据理论分析得到式 (4.1)。 ) ln 2(2 3 2 3 2 2
17、 4 R VR R mnRV V R R V OST BEref (4.1) M1管的宽长比 m 越大,M1管通过电流镜得到的电流越大, 失调电压 Vos 的影响 越小。温度系数还和电阻R2/R3比值有关。 1).先对 M1管的宽长比进行扫描,结果如图4.2。 图 4.2 M1 管不同宽长比下输出电压随温度变化曲线 为了更直观的显示最好的宽长比,根据PPM 计算公式 (4.2) )/ppm(10 )( PPM o6 minmaxaverage minmax C TTV VV (4.2) 使用 cadence里面的计算工具得到图4.3, 图 4.3 M1 管不同宽长比下的PPM 值 所以 M1
18、管的宽长比为 18u/0.5u时 PPM 最小,为 3.508ppm/。 - 11 - 2).对电阻R2/R3 的值进行扫描。这里将R3=100K 固定, R2 的值变化范围 200K-300K 粗扫。结果如图 4.4。 图 4.4 R2 值 200K-300K 时的输出电压 对应的 PPM 值如图 4.5, 图 4.5 R2 值 200K-300K 时的 PPM 通过粗扫发现R2 在 240K-250K 时的 PPM 最小。然后将R2 扫描范围设置在 240K-250K 精确扫描结果如图4.6, - 12 - 图 4.6 R2 值 240K-250K 时的输出电压 对应的 PPM 值如图 4
19、.7, 图 4.7 R2 值 240K-250K 时的 PPM 通过精确扫描发现R2=244K 时的 PPM=3.508ppm/。 所以,当 M1 管的宽长比为 18u/0.5u,R2/R3=244K/100K 时,电路的 PPM 最好。 2.可工作的电压范围 通过对电源电压进行扫描,得到不同电源电压情况下的输出电压变化情况, 如图 4.8。 - 13 - 图 4.8 Banba 结构的可工作电源电压范围 从左到右依次为100,70,40, 10,-20,-50。可以发现温度 越低,需要的电源电压越高。不同温度下,输出电压稳定性很高。 3.电路瞬态输出 电路采用了自启动电路的设计,可以使电路脱
20、离简并状态,如图4.9。 图 4.9 输出电压的瞬态曲线 输出电压随时间的波动性很小。 - 14 - 4.PSRR PSRR为电源抑制比,用于衡量输出电压对于电源噪声的抑制作用,帯隙基 准电路的主要应用就是电压的准确性,肯定要比原来的电源电压更加精确,因此 对电源的抑制比直接决定了带隙电路性能的好坏。 测量方法:在电源上加上交流电压大小1V,测量此时的输出电压,其值为 电源抑制比。结果如图4.10。 图 4.10 Banba 电路的 PSRR 从图 4.10 中可以得到 1-1Khz:PSRR=-40dB 10Khz:PSRR=-38dB 100Khz:PSRR=-23dB 1Mhz:PSRR
21、=-5dB 电路在低频式具有很好的电源抑制比,但是高频时不是很理想。 5.工艺角仿真 本文对帯隙基准电路进行了四种工艺角仿真:tt,ss,fs,sf。测得的温度系 数(PPM)值如表 4.1。 表 4.1 不同工艺角下仿真的PPM 值 工艺角温度系数 /ppm/ tt 3.508 ss 14.59 - 15 - 续表 4.1 fs 4.489 sf 1.698 五总结 本文以 Banba 结构为基础,进行了适当的改进,提高了电路的PPM,使用 TSMC35mm 工艺,设计了一个帯隙基准电路。电路性能如表5.1。 表 5.1 帯隙基准电路性能 电源电压5V 温度范围-50-100 功耗1.61m
22、W 输出电压1.80V 温度系数3.508ppm/ PSRR -40dB 帯隙基准电路的整体结构比较简单,使用的结构也是常见的方式。 设计的关 键是调节电路参数,优化温度系数,尽量减小PPM。另外放大器和启动电路的 设计也是整个电路的关键部分,自启动电路电路是以前未曾接触过的内容。 存在问题: 1).电路的电源抑制比PSRR不是很大,只有-40dB。根据参考文献中的分析, 可以达到 -100dB。但是通过扫描电路参数, 始终无法得到更大的电源抑制比。经 过分析,可能的原因是放大器的性能限制了电源抑制比,因为设计开始时对放大 器的性能考虑不够多。 2).本文采用的 Banba结构仍然属于一阶帯隙
23、基准电路,虽然PPM 已经达到 性能要求,但是现在已经有二阶温度补偿帯隙基准电路结构,原理是引入一股与 温度成平方关系的电流, 既补偿了低温阶段的基准电压,又补偿了高温阶段的基 准电压,大大提高了基准电压源随温度变化的稳定性。二阶温度补偿帯隙基准电 路可以很好的控制基准电压的温度系数,增大电源抑制比, 由于时间限制没有进 行设计。 - 16 - 3).电路的输出电压随着电源电压的上升比较缓慢,这个从图 4.8 中就可以看 出来,没有达到理想的快速上升。 参考文献 1 拉扎维 ,贵灿 ,瑞智等 .模拟 CMOS 集成电路设计 : Design of analog CMOS integrated circuitsM. 西安交通大学出版社 , 2003. 2 吴夏妮 帯隙基准电路的研究 D: 本科学位论文 上海:复旦大学信息学院微 电子系, 2010 3 来新泉, 郝琦, 袁冰, 等. 一种二阶曲率补偿的高精度带隙基准电压源J. 西 安电子科技大学学报 , 2010, 37(5): 911-915.
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