课程设计-直流双闭环调速系统-----带原理图的要点.pdf
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1、1 摘 要 本文主要研究了直流电机转速控制的方法。文章中采用了专门的芯片组成了PWM 信号的发生系统, 并 且对 PWM 信号的原理、产生方法以及如何通过软件编程对PWM 信号占空比进行调节, 从而控制其输入 信号波形等均作了详细的阐述。另外,本系统中使用了光电编码器对直流电机的转速进行测量,经过 滤波电路后,将测量值送到A/D 转换器,并且最终作为反馈值输入到单片机进行PI 运算,从而实现 了对直流电机速度的控制。在软件方面,文章中详细介绍了PI 运算程序,单片机产生PWM 波形的程 序,初始化程序等的编写思路和具体的程序实现,M 法数字测速及动态LED 显示程序设计, A/D 转 换程序及
2、动态扫描LED 显示程序和故障检测程序及流程图。 关键词: PWM 信号直流调速双闭环 PI调节 2 前 言 本文主要研究了利用MCS-51 系列单片机,通过PWM 方式控制直流电机调速的方法。 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。PWM 控制技术就是 以该结论为理论基础, 使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波 或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小, 也可改变输出频率。 PWM 控制的基本原理很早就已经提出,但是受电力电子器件发展水平的制约,在上世纪80 年 代以前一直未能实现。 直
3、到进入上世纪 80 年代,随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展,PWM 控制技术才真正得到应用。 随着电力电子技术、 微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论 方法,如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用,PWM 控制技术获得了空前的发展。到目前为 止,已经出现了多种PWM 控制技术。 PWM 控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制 方式,也是人们研究的热点。 由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限,结合现代控制理 论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM 控制技术发展的主要方向之一。 本文就是利用这种控制方式来改变电压的占空比实现直
4、流电机速度的控制。文章中采用了专门的芯片 组成了 PWM 信号的发生系统,然后通过放大来驱动电机。利用编码器测得电机速度,经过滤波电路 得到直流电压信号,把电压信号输入给A/D 转换芯片最后反馈给单片机,在内部进行PI 运算,输出 控制量完成闭环控制,实现电机的调速控制。 第一章 系统硬件电路设计 第一节 系统总体设计 1.1.1系统方案选择与总体结构设计 调速方案的优劣直接关系到系统调速的质量。根据电机的型号及参数选择最优方案,以确保系统能够 正常, 稳定地运行。本系统采用直流双闭环调速系统, 使系统达到稳态无静差, 调速范围 0-1500r/min, 电流过载倍数为 1.5 倍,速度控制精
5、度为0.1%(额定转速时)。 1、 系统控制对象的确定 本次设计选用直流电动机的额定参数直流电动机的额定参数PN=15kW、 UN=440V、 IN=39.3A、 nN=1510 r/min,电流过载倍数 =1.5 。电枢回路总电阻为R=Ra+Rrec=0.806 ,系统机电时间常数Tm=0.76s,电 磁时间常数 Tl=0.0167s,电动势系数 Ce=0.270V*min/r。 3 2、 电动机供电方案选择 变电压调速是直流调速系统用的主要方法,调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3 种:旋转电 流机组,静止可控整流器,直流斩波器和脉宽调制变换器。旋转变流机组简称G-M系统,用交流电动
6、机和直流发电机组成机组,以获得可调的直流电压。适用于调速要求不高,要求可逆运行的系统,但 其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。用静止的可控整流器,例如,晶闸管可控整流器, 以获得可调直流静止可控整流器又称V-M系电压。通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲 的相位,即可改变Ud ,从而实现平滑调速,且控制作用快速性能好,提高系统动态性能。直流斩波 器和脉宽调制交换器采用PWM,用恒定直流或不可控整流电源供电,利用直流斩波器或脉宽调制变换 器产生可变的平均电压。与VM系统相比, PWM 系统在很多方面有较大的优越性: 一、主电路线路简单,需要的功率器件少; 二、开端频率高,电流容易
7、连续,谐波少,电机损耗及发热都较小: 三、低速性能好,稳速精度该,调速范围宽,可达1:10000 左右; 四、若与快速响应的电动机配合,则系统频带宽,动态响应快,动态抗扰能力强; 五、功率开关器件工作在开关状态,道通损耗小,当开关频率适当时,开关损耗也不大, 因而装置效率高; 六、直流电源采用不控整流时,电网功率因数比相控整流高。 本设计应脉宽调速要求,采用直流PWM 调速系统。 3、 晶体管 PWM 功率放大器方案选择 方案一 单极性控制方式,这种控制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互 补开关,保证可以得到理想的正弦输出电压:另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作,从
8、而在 很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频(输出基频 ),另一个桥臂始终为 高频(载波频率 ),而是每半个输出电压周期切换工作,即同一个桥臂在前半个周期工作在低频,而在 后半周则工作在高频, 这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡,对于选用同样的功率管时, 使其 使用寿命均衡,对增加可靠性有利。 方案二 双极性调制方式的特点是4 个功率管都工作在较高频率(载波频率 ), 双极性控制的桥式可逆PWM 变换器有以下优点: 1)电流一定连续; 4 2)可使电机在四象限运行; 3)电机停止时有微振电流,可以消除静摩擦死区; 4)低速平稳性好,系统的调速范围可达1:20000左右
9、; 5)低速时,每个开关器件的驱动脉冲仍较宽,有利于器件的可靠导。 本设计选用双极性控制的桥式可逆PWM 变换器。 1.1.2双闭环直流调速系统电路原理 随着调速系统的不断发展和应用, 传统的采用 PI 调节器的单闭环调速系统既能实现转速的无静 差调节,又能较快的动态响应只能满足一般生产机械的调速要求。为了提高生产率, 要求尽量缩短起 动、制动、反转过渡过程的时间,最好的办法是在过渡过程中始终保持电流(即动态转矩)为允许的 最大值,使系统尽最大可能加速起动,达到稳态转速后,又让电流立即降低,进入转矩与负载相平衡 的稳态运行。要实现上述要求,其唯一的途径就是采用电流负反馈控制方法,即采用速度、电
10、流双闭 环的调速系统来实现。 在电流控制回路中设置一个调节器,专门用于调节电流量, 从而在调速系统中 设置了转速和电流两个调节器,形成转速、 电流双闭环调速控制。 双闭环调速控制系统中采用了两个 调节器,分别调节转速和电流,二者之间实现串级连接。 图 11.1 为转速、电流双闭环直流调速系统的原理图。图中两个调节器ASR和 ACR 分别为转速 调节器和电流调节器, 二者串级连接, 即把转速调节器的输出作为电流调节器的输入,再用电流调节 器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。电流环在内,称之为内环;转速环在外,称之为外环。 两个调节器输出都带有限幅,ASR的输出限幅什 Uim决定了电流调节器AC
11、R 的给定电压最大值Uim, 对就电机的最大电流; 电流调节器 ACR 输出限幅电压 Ucm限制了整流器输出最大电压值,限最小触发 角 。 图 1-1.1 双闭环直流调速系统电路原理图 5 1.1.3双闭环直流调速系统动态数学模型 双闭环直流调速系统动态结构图如图1-1.2 所示。图中 ASR( ) Ws 和 ACR( ) Ws 分别表示转速调节器和电流 调节器的传递函数。如果采用PI 调节器,则有 n ASRn n 1 ( ) s WsK s (1-1) i ACRi i 1 ( ) s WsK s (1-2) 为了引出电流反馈,在电动机的动态框图中必须把电枢电流 d I 显露出来。 图 1
12、-1.2 双闭环直流调速系统动态结构图 1.1.4数字控制双闭环直流调速系统方框图 根据设计要求,本系统设计为全数字式控制方式, 因此要求微型计算机完成: 电流环控制器运算、 速度环控制器运算、位置环控制器运算,以及与它们相应的反馈信号的采样和数字信号处理。 本系统采用霍尔元件作为检测电动机电枢电流的传感器,其电流容量为 50A,转换比例为 1000:1。 霍尔元件检测得到的弱电流信号经转换、滤波、放大后 ,变成与电枢电流成比例的05V 的直流电压信 号,再经 A/D 转换电路 ,将模拟电压转换成数字量,输入微型计算机。 本系统选用光电脉冲信号发生器作 为速度反馈的测量元件 ,光电脉冲信号发生
13、器将电动机转子的角位移量转换成脉冲序列,通过计数器定 时计数即可得到电动机转速的数字式反馈量。本系统由微型计算机来实现整个系统的控制,用全数字 方式来取代传统的模拟控制方式,不仅提高了系统的可靠性、灵活性,而且还为整个系统的多功能、智 能化提供了必要条件。 经上述考虑 ,本系统组成的方框图如图1-1.3 所示。 6 图 1-1.3 数字式双闭环直流调速系统方框图 1.1.5数字式双闭环直流调速系统硬件结构图 数字式双闭环直流调速系统硬件结构图如图1-1.4 所示 数 字 式 位 置 控 数 字 式 速 度 控 数 字 式 电 流 控 数字式 PWM 信号发生器 PWM 功率放大器 M 信 号
14、转 换 滤 波 放大 A/D 转换 . PG 光 电 隔 离 倍频变向 位 置 可 逆 计数器 数 字 式 速 度 测量计数器 位置给定 + - 霍尔 元件 + 7 第二节 主电路的设计及参数计算 由于给定直流电动机的额定电压为230V,为保证供电质量,应采用三相降压变压器将电源电压 降低;为避免三次谐波电动势的不良影响,三次谐波电流对电源的干扰,主变压器采用/Y 联结。 1.2.1 整流变压器的计算与设计 变压器二次侧电压: U2的确定原则是要保证在电动机的整个起动过程中,整流装置都能够提供要 求的最大电流值 1.5*Idnom,忽略 IGBT压降和换相重叠压降后可列出下列公式: 电动机 C
15、e=0.1290 Udm=2.34*U2Ce*Nn+Idm 考虑到电网电压波动,取波动系数为0 .95 ,则有 : U2=(Ce*Nn+Idm*R)/2.34=(0270*1510+1.5*39.3*0.806)/(0.95*2.34)= 204.77 V 整流器视在功率: 8 Sn=3u2I2=3*39.3*1.5*204.77=36.2 KVA 故 1 1 3 N S I u ,变压器一次侧电压一般由供电电源决定取 u1=220V 1 1 3 N S I u =36.2*1000/(3*220)=54.87 A 故变压器应选择 220V/220V 视在功率为 40KVA 1.2.2 开关器
16、件 IGBT 参数计算与选择 由经验公式得额定电压为440V时开关器件 IGBT的耐压应选 1200V的 反向最大电压: U=1200V I=1.5Id=1.5*39.3=58.95A 1.2.3电阻、电容的选择 由限流电阻计算公式: R0= Ud0 2/Pe= (Ce*Nn+Idn*R) 2 / Pe =439.38 2/15000=12.87 滤波电容器由经验公式求得: C1=C2=4uF/V* Ud0=4*439.38=1757.52uF 并联电阻一般取 56-100k,则有: R1=R2=56k 1.2.4 整流功率二极管的选择: 选择功率二极管的耐压值: U=(2-3)Um=(2-3
17、)*sqr(2)*U2=579868.7V 9 通态电流值: Ita=(1.5-2)Ivt=(1.5-2)*39.3/sqr(3)/1.57=21.6-28.9A 选取功率二极管数据为:900V/50A 1.2.5 平波电抗器的选择及计算 平波电抗器: 平波电抗器用于整流以后的直流回路中。整流电路的脉波数总是有限的,在输出的整直 电压中总是有纹波的。这种纹波往往是有害的,需要由平波电抗器加以抑制。 平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。 对于三相桥式整流电路: (参考课程设计一数据) L=0.693U2/Idmin 又因为一般 Idmin 为电动机额定电流的5%10%,这
18、里去 10%.In=39.3A 因此: L=0.693U2/3.93 又因为 U2=204.77V 所以: L=36.09mH 1.2.6 快速熔断器的选择及计算 熔断器作用:当电路发生故障或异常时,伴随着电流不断升高,可能损坏电路中的某些重要器件或 贵重器件,也有可能烧毁电路甚至造成火灾。若安置了熔断器,那么,熔断器就会在电流异常升高到 一定的高度和一定的时候,自身熔断切断电流,从而起到保护电路安全运行的作用。 快速熔断器的额定电流的计算如下: Itn=*Ita/2 (A) 其中 Ita 为晶闸管的额定通态平均电流,即为28.9A。 因此: Itn=45.4A。 快速熔断器的额定电压Utn
19、可用下列公式计算: UtnKut*Uv /1.4 Uv =U2=204.77V; Kut 为元件电压计算系数 ,查表得 2.45。 10 因此: Utn501.7V 第三节 调节器的选择与计算 反馈系数的确定:电枢电流是双极性的,A/D 转换的结果为 10位二进制数 转速反馈系数:= 10V/nN=0.0066min/r 电流反馈系数:= U*im/Idm=10/(1.5*39.3)=0.169/A 1.3.1 确定电流调节器时间常数 1)整流装置滞后时间常数Ts=0.0017s 。 2)电流滤波时间常数Toi:取 Toi=4ms=0.004s 。 3)电流环小时间常数之Ti近似处理,取 Ti
20、 =Ts+Toi=0.0057s。 4)电枢回路电磁时间常数Tl Tl0.0167s 5)电力拖动系统时间常数Tm Tm=0.76s 6)Ks=40 1.3.2电流调节器结构的选择 根据设计要求并保证稳态电流无差,可按典型I 型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯 性型的,因此可用PI 型电流调节器,其传递函数为WACR(S)=Ki(is +1)/is Ki-电流调节器的比例系数; i-电流调节器的超前时间常数。 检查对电源电压的抗干扰性能: Tl /TI =0.0167s/0.0057s=2.93, 参照教材中表 2-3 的典型型系统动态抗扰性能, 各项指标都是可以接受的。 11 图 1
21、-3.1 电流环等效近似处理后校正成为典型I 系统框图 1.3.3电流调节器参数计算 电流调节器超前时间常数: i=Tl=0.0167s 电流环开环增益: 要求i5时,查表得 KITi=0.5,因此 KI=0.5/0.0057s=87.71s-1 于是, ACR 的比例系数为: Ki=KI iR/Ks=17.54 电流环采样角频率: Wsi=10Wci=877.1s-1 电流环采样时间: Ti=1/(Wsi/2pi)=0.007s 1.3.4 确定转速调节器时间常数 1)电流环等效时间常数1/KI 已知 KIT i=0.5,则 1/KI2Ti20.0057s0.0114s 2)转速时间常数 T
22、on。取 Ton=0.01s 3)转速小时间常数Tn。按小时间常数近似处理,取 Tn1/KITon0.0214s 1.3.5 转速调节器结构的选择 12 转速环开环传递函数应共有两个积分环节,所以应该设计成典型II 系统,系统同时也能满足动态抗 扰性能好的要求。 图 1-3.2 转速环等效近似处理后校正成为典型II 系统框图 ASR 也应该采用 PI 调节器,其传递函数为: WASR(s)= Kn(ns +1)/ns Kn-转速调节器的比例系数; n-转速调节器的超前时间常数。 1.3.6 转速调节器参数计算 按跟随和抗扰性能都较好的原则,取h=5,则 ASR 的超前时间常数为 n=hTn=5
23、0.0214s=0.107s 转速开环增益: KN=(h+1)/2h2T n2=6/(25 20.02142)=263.03s-2 ASR 的比例系数为: Kn=(h+1)CeTm/2hRTn=18.28 转速环采样角频率: Wsn=10Wcn=280.37s-1 电流环采样时间: Tn=1/(Wsn/2pi)=0.0224s 第四节 PWM 信号发生电路设计 一、PWM 控制器设计 13 1-1 PWM信号发生电路设计 图 1-4.2 PWM 信号发生电路 PWM 波可以由具有 PWM 输出的单片机通过编程来得以产生,也可以采用PWM 专用芯片来实现。当PWM 波的频率太高时, 它对直流电机
24、驱动的功率管要求太高,而当它的频率太低时, 其产生的电磁噪声就 比较大,在实际应用中,当PWM 波的频率在 18KHz左右时,效果最好。在本系统内,采用了两片4 位数值比较器 4585 和一片 12 位串行计数器 4040 组成了 PWM 信号发生电路。 两片数值比较器4585,即图上 U2、U3的 A组接 12 位串行 4040 计数输出端 Q2 Q9 ,而 U2 、U3的 B 组接到单片机的 P1端口。只要改变 P1端口的输出值,那么就可以使得PWM 信号的占空比发生变化, 从而进行调速控制。 12 位串行计数器 4040的计数输入端 CLK接到单片机 C51晶振的振荡输出 XTAL2 。
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