串联式感应加热电源课程设计(文档良心出品).pdf
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1、武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 1 串联式感应加热电源设计 1 绪论 感应加热具有加热效率高、 速度快、 可控性好及易于实现自动化等优点,广 泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等工业生产过程中,成为冶金、国防、 机械加工等部门及铸、锻和船舶、飞机、汽车制造业等不可缺少的技术手段。 1.1 感应加热的工作原理 感应加热原理为产生交变的电流,从而产生交变的磁场, 在利用交变磁场来 产生涡流达到加热的效果。如图1.1: 图 1.1 感应电流图示 当交变电流通入感应圈时,感应圈内就会产生交变磁通,使感应圈内的 工件受到电磁感应电势e 。设工件的等效匝数为2 N 。则感应电势: e = -?2
2、 ? ? 公式( 1-1) 如果磁通是交变得,设 ? = ? ? ,则 e = -?2 ? ? = -?2?cos?公式( 1-2) 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 2 有效值为: E = 4.44f? 2? 公式( 1-3) 感应电势 E 在工件中产生感应电流使工件内部开始加热,其焦耳热为: 公式( 1-4) 式中: I 2 感应电流有效值(安),R工件电阻(欧), t时 间(秒)。 这就是感应加热的原理。 感应加热与其它的加热方式,如燃气加热, 电阻炉 加热等不同, 它把电能直接送工件内部变成热能,将工件加热。 而其他的加热方 式是先加热工件表面,然后把热再传导加热内部。 金属中产
3、生的功率为: 公式( 1-5) 感应电势和发热功率不仅与频率和磁场强弱有关,而且与工件的截面大小、 截面形状等有关,还与工件本身的导电、导磁特性等有关。 在感应加热设备中存在着三个效应集肤效应、近邻效应和圆环效应。 透入深度由下式确定: 公式( 1-6) 式中: 工件电阻率(?m ) , 。 真空磁导率 410(H/m). 工件磁导率 (H/m ), 工件相对磁导率,角频率 (rad/s ),f 频率 (HZ)。 将。和的数值代入,即可得公式: 公式( 1-7) 从上式可以看出 , 当材料电阻率、 相对磁导率给定后 , 透入深度仅与频率f 平方根成反比 , 此工件的加热厚度可以方便的通过调节频
4、率来加以控制。频率越 高, 工件的加热厚度就越薄。 这种性质在工业金属热处理方面获得了广泛的应用。 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 3 1.2 感应加热电源技术发展现状与趋势 感应电源按频率范围可分为以下等级:500Hz 以下为低频, 1-10KHz 为中频; 20KHz 以上为超音频和高频。感应加热电源的水平与半导体功率器件的发展密切 相关,因此当前功率器件在性能上的不断完善,使得感应加热电源的发展趋势呈 现出高频率、大容量化、负载匹配、智能化控制这几个特点。 2 感应加热电源及其实现方案研究 2.1 串并联谐振电路的比较 感应加热电源根据补偿形式分为两种,并联谐振式 ( 电流型 )
5、 电源和串联谐振 式(电压型 ) 电源。 图 2.1 感应加热电源主电路图 串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器,其负载为串联谐振负载。 通常需电压源供电, 在感应加热中, 电压源通常由整流器加一个大电容构成。由 于电容值较大, 可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变 器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压,其电压幅值取决 于逆变器的输入端电压值,频率取决于器件的开关频率。 串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别,源于它们所用的振荡电路不同, 前者是用 L、R 和 C 串联,后者是 L、R 和 C 并联; 最后,决定对串联谐振式电源进行研究。 武汉理工大学
6、电力电子装置及控制课程设计 4 2.2 串联谐振电源工作原理 串联谐振逆变器也称电压型逆变器,其原理图如图 2.2 所示。串联谐振型逆 变器的输出电压为近似方波, 由于电路工作在谐振频率附近, 使振荡电路对于基 波具有最小阻抗, 所以负载电流 i 近似正弦波同时, 为避免逆变器上、 下桥臂间 的直通,换流必须遵循先关断后导通的原则,在关断与导通间必须留有足够的死 区时间。 图 2.2 串联逆变器结构 (a)容性负载(b)感性负载 图 2.3 负载输出波形 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 5 当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载 ),它的波形见图2.3(a)。由图可 见,工作在容性负载
7、状态时, 输出电流的相位超前于电压相位,因此在负载电压 仍为正时,电流先过零,上、下桥臂间的换流则从上 (下)桥臂的二极管换至下 (上) 桥臂的 MOSFET。由于 MOSFET 寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性, 使得在换流时会产生较大的反向恢复电流,而使器件产生较大的开关损耗, 而且 在二极管反向恢复电流迅速下降至零时,会在与MOSFET 串联的寄生电感中产 生大的感生电势,而使MOSFET 受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器 在高端失谐状态时 (感性负载 ),它的工作波形见图2.3(b)。由图可见,工作在感 性负载状态时, 输出电流的相位滞后于电压相位,其换流过程是这样进行的
8、, 当 上(下)桥臂的 MOSFET 关断后,负载电流换至下(上)桥臂的反并联的二极管 中,在滞后一个死区时间后,下(上)桥臂的 MOSFET 加上开通脉冲等待电流自 然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与 MOSFET 中的电流是从零开始 上升的,因而基本实现了零电流开通, 其开关损耗很小。 另一方面,MOSFET 关 断时电流尚末过零,此时仍存在一定的关断损耗,但是由于MOSFET 关断时间 很短,预留的死区不长, 并且因死区而必须的功率因数角并不大,所以适当地控 制逆变器的工作频率,使之略高于负载电路的谐振频率,就可以使上(下)桥臂的 MOSFET 向下(上)桥臂的反并联的二极管
9、换流其瞬间电流也是很小的,即 MOSFET 关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的,这样也限制了器件的关断损耗。 上述分析可知,串联谐振型逆变器在适当的工作方式下,开关损耗很小因而, 可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热 电源中受到更多重视的主要原因之一。 2.3 电路的功率调节原理 电源工作在开关频率大于谐振频率状态,负载呈感性, 负载电流滞后于输出 电压 r 角。所以在高频条件下输出功率表达式为: 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 6 式中的 0. 9 是因为矩形波所乘的波形率。从式中可以看出当输入电压一定 时,可以通过调节输出电流滞后输出电压的滞后
10、角r 来调节输出功率。 而滞后角 r 是由谐振参数和开关管工作频率共同决定的。 从上式可以看出当系统工作在谐振频率时cos r =1,即 r 为 0 度,系统输 出的功率最大。当开关频率提高时,滞后角 r 同时开始增大,输出功率开始下降, 从而完成功率调节。 2.4 本课题设计思路及主要设计内容 本课题研究的是一种感应加热电源。系统原理图见图2.4 图 2.4 系统原理结构 本文主要设计内容: (1)给出系统理论模型和主要设计内容。 (2)主回路部分,进一步介绍了整个系统的总体工作过程,分析了主回路的 等效模型,通过计算选择主回路元器件参数。 (3)控制系统及实验论证,介绍了控制回路硬件原理和
11、控制模块SG3525A 及 其组成方案。 (4)驱动电路部分,给出了IGBT 驱动电路的要求和驱动模块HCPL -316J,及 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 7 其在本系统的用途,并分析了其短路方法。 (5) 辅助直流稳压电源 ,对系统设计过程需要的直流供电稳压电源作了具体 分析。 (6)硬件调试部分,分析了系统硬件调试需要注意的问题及本系统调试过程 中出现的问题。 (7)结论部分,对设计方案进行了综合和总结, 并提出了进一步的工作设想, 还附带了经过本次毕业设计的心得体会。 3 感应加热电源电路的主回路设计 3.1 主电路的主要设计技术参数 电网供电电压: 3 相 380V 感应加
12、热电源输出功率: 1kW 输出电流频率: 20KHz 输出电流值: 2A 3.2 感应加热电源电路的主回路结构 主电路结构框图如图3.1 所示: 图 3.1 感应加热电源主结构框图 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 8 感应加热电源主电路图,如图3.2 所示: 图 3.2 感应加热电源的主电路图 如图 3.2 所示,它由整流器、 滤波器和逆变器组成。 整流器采用不可控三相 全桥式整流电路。C d1、L d和 C d(C1、C2)构成型滤波器。 两个电解电容 C1, C2串联以减小单个电容的承受的电压,R2 , R3起均压作用。 R1为限流电阻, 当系统开始上电时, 由于电容两端电压为零,
13、 故刚开始对电容充电时, 电流将很 大, 加上限流电阻 R1后则就电流不会很大了。 当电容两端电压达到一定数值时, 交流接触器 K1闭合,将限流电阻短接。系统即可正常工作。 逆变器采用单相变逆变桥, 经变压器和串联谐振电路相接。 利用轮流驱动单 相对角的两组 IGBT 工作,把恒定的直流电压变成10 Hz10 kHz 方波电压输 出给负载。 3.2.1 主回路的等效模型 (1)从图 3.2 可知,开始工作时,首先给电容C 充电。电路等效为一个一 阶 RC 零状态响应电路,把整流器理想化为一个直流电压源。如右下图所示,开 关 S 闭合前电路处于零初始状态,即。在 t=0 时刻,开关S 闭合, 电
14、路接入直流电压源US。 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 9 图 3.2a 主回路等效电路1 根据基尔霍夫电压定律( KVL ) ,有 把,代入,得电路微分方程 : 求解微分方程得出: (2)uC 以指数形式趋近于它的最终恒定值U S ,达到该值后,电压和电 流不再变化,电容相当于开路,电流为零。 当电解电容 C 充满电后,相当一个直流电压源。T1和 T4导通时,整流后 的直流电开始给负载供电,电流的流向T1RLT4T1,则主回路等 效于一个一阶 RL 零状态响应电路。 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 10 电路图如右下图 : 图 3.2b 主回路等效电路2 开关 S 接通后,
15、i (0+)=i(0-)=0,电路的微分方程为 : 初始条件为 i(0+)0 时,电流 i 的通解为: 式中 L /R 为时间常数。 特解 i=us/R,积分常数 所以, (3)T1 继续导通,电压源提供的电流为0,此时,电感储存的能量通过 T1 和续流二极管 D o2 形成回路,等效为一个一阶RL 零输入响应电路。如右 下图所示。电路在开关S 动作之前电压和电流已恒定不变,电感中有电流 I0=U0/R0= (i0-) 。具有初始电流 I0的电感 L 和电阻 R 连接,构成一个闭合回路。 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 11 在 t 0 时,根据 KVL ,有: 而,电路的微分方程为
16、其特征根为 故电流为 电阻和电感上电压分别为: 图 3 2 主回路等效电路3 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 12 图 3.2d 主回路等效电路4 (4) 当 T1和 T4关断,T2和 T3到通时,电感的自感电流比整流电流大, 通过二极管 D2、 D3续流,等效为一个 RLC 二阶零输入响应电路。 如下图所示, 为 RLC 串联电路,假设电容原已充电, 其电压为 U0,电感中的初始电流为I0 。 则 t =0 时,开关 S 闭合,此电路的放电过程即是二阶电路的零输入响应。在指 定的电压、电流参考方向下,根据KVL 可得: 上式以uc (令u c = A ? ? 以方便求解) 为未知量的
17、 RLC串联电路放电过程的 微分方程。求解后,特征方程为 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 13 解出特征根为 : 根号前有正负两个符号, 所以 p 有两个值。为了兼顾这两个值, 电压u c可 以写成 : 其中: 可见,特征根p1 和p2 仅与电路参数和结构有关, 而与激励和初始储能无 关。 根据给定的两个初始条件结合电压u c 的表达式,可得 : 将解得的 A1 和 A2 代入电压 c u 的表达式 ,可 以得到 RLC 串联电路零输入响应的表达式: 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 14 3.2.2 整流部分电路分析 (1)基本工作原理 为了尽可能减小整流器直流输出电压中的纹波
18、,通常在整流器直流一侧并联 容量较大的滤波电容。 本设计采用目前应用最为广泛的三相桥式全控整流电路,其原理图如图3.2 所示,习惯将其中阴极连接在一起的3 个二极管 (Dl、D3、D5)称为共阴极组;阳 极连接在一起的3 个二极管 (D4、D6、D2)称为共阳极组。此外,习惯上希望二 极管按从 1 至 6 的顺序导通,为此将二极管按图示的顺序编号,即共阴极组中 与 a、b、c 三相电源相接的3 个二极管分别为D1,D3,D5,共阳极组中与a、 b、c 三相电源相接的3 个二极管分别为D4、D6、D2;从以下的分析可知,按 此编号,二极管的导通顺序为D1D2D3D4D5D6。 图 3.3 电容滤
19、波的三相桥式不可控整流电路的波形 对共阴极组的3 个二极管,阳极所接交流电压值最高的一个导通。而对共 阳极组的 3 个二极管,则是阴极所接交流电压值最低(或者说负得最多 )的一个导 通。这样,任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1 个晶闸管处于导通状态,加 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 15 于负载上的电压为某一线电压。此时电路工作波形如图3.3 所示。 从相电压波形看,以变压器二次侧的中点n 为参考点,共阴极组二极管导 通时,整流输出电压Ud1 为相电压在正半周的包络线;共阳极组导通时,整流 输出电压 Ud2 为相电压在负半周的包络线,总的整流输出电压Ud=Ud1-Ud2,是 两条包络
20、线间的差值, 将其对应到线电压波形上, 即为线电压在正半周的包络线。 直接从线电压波形看,由于共阴极组中处于通态的二极管对应的是最大(正 得最多 )的相电压,而共阳极组中处于通态的二极管对应的是最小(负得最多 )的相 电压,输出整流电压Ud为这两个相电压相减,是线电压中最大的一个,因此输 出整流电压 U d波形为线电压在正半周期的包络线。 由图 3.2 知,第阶段,a 相电位最高, 共阴极组 1 D 导通,b 相电位最低, 共阳极组 D6 导通。电流流通路径为a D1 RLD6b,负载上的电压Ud U aU b U ab ,变压器在 a、b 两相工作,共阴极组a 相电流为正,共阳 极组的 b
21、相电流为负。 第阶段, a 相电位仍为最高,D1 继续导通,但c 相电位最低, D2 导 通,电流从 b 相换至 c 相。D2 因承受反向电压而关断。这时电流流通路径为: aD1 R LD2c, 负载上的电压 U d U a U c Uac 第阶段, b 相电位最高, D3 导通,则共阴极组换相至D3,电流从 a 相 换至 b 相, D1 因为承受反向电压而关断,D2 因为 c 相电位仍为最低,而继 续导通,电流流通路径为:b-D5-R -L-D2-c,负载上电压 U d U b U c U bc 。 以下、段依次类推。在段,D3、D4导通, Ud Uba。以后重复 上诉过程。可知二极管导通顺
22、序为D、D6D1、D2D2、D3D3、D4D4 、 D5D5 、D6D1、D6。 3.2.3 逆变部分电路分析 (1)全桥逆变电路基本工作原理 电压型全桥逆变电路的原理图己在图3.2 中给出,它共有4 个桥臂,可以 看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂l 和 4 作为一对,桥臂 2 和 3 作为另一 对,成对的两个桥臂同时导通,两对交替各导通180 。 武汉理工大学电力电子装置及控制课程设计 16 每个桥臂由一个 IGBT 和一个反并联二极管组成。在直流侧接有一个足够大 的电解电容。负载接在两对桥臀联结点之间。设四个IGBT 有两组的栅极信号在 一个周期内各有半周正偏,半周反偏,且二者互补。当负
23、载为感性时,其工作波 形如图 3.4 所示。输出电压 U0 为矩形波,其幅值为 UmUd,输出电流 i0 波形 随负载情况而异。 设 t2 时刻以前 T1,T4 通态,T2,T3 为断态。t2 时刻给 T1,T4 关 断信号,给 T2,T3 开通信号,则 T1,T4 关断,但由于感性负载中的电流i0 ,不 能立即改变方向, 于是 VD2,VD3 导通续流。当 t3 时刻 i0 降为零时,VD2,VD3 截止,T2,T3 开通。i0 开始反向。同样,在 t4 时刻给 T2,T3 关断信号, 给 Tl,T4 开通信号后, T2,T3 关断,D1,D4 先导通续流, t5 时刻 T1,T4 才开通。
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