赵良辰论文最终版8.doc

毕业设计（论文）题 目 背靠背变换器的仿真研究 专 业 电气工程及其自动化 班 级 电气082 学 生 赵良辰 指导教师 李 洁 2012 年西安理工大学本科生毕业设计（论文）背靠背变换器的仿真研究专业：电气工程及其自动化班级：电气082班作者： 指导教师： 职称：副教授答辩日期：2012-06-25摘 要背靠背电压源型变换器在轻型直流输电系统，变速恒频风力发电系统轻型直流输电系统以及电动机变频调速中有着越来越重要的作用。PWM整流-PWM逆变形式的背靠背VSC不仅具有良好的输出性能，更具有良好的输入性能，可获得任意功率因数的正弦输入电流，且具有能量双向流动的良好能力。介绍了背靠背电压源型变流器在dq同步旋转坐标系下的动态数学模型、背靠背电压源型变流器与两端交流系统互联时的功率交换控制原理。设计了基于直接电流控制的双闭环控制器，实现了有功功率和无功功率的解耦控制，基于系统传递函数，采用极点配置的PI参数设计方法，使控制器的期望性能指标与PI参数之间建立了直接的量化关系。最后，利用PSCAD软件搭建了背靠背VSC变换器控制仿真模型，最终通过对背靠背VSC与两端交流系统的功率交换进行控制仿真，验证了所设计控制器的有效性。关键词：背靠背电压源型变换器、dq轴解耦控制、直接电流控制AbstractBack-to-back voltage source converter is becoming more and more important in new fields such as VSCF wind power generator system and HVDC light. back-to-back VSC in the form of PWM rectifier-PWM inverter not only has good output performance, but also has good input performance,and it can obtain sinusoidal input current with any power factor as well as a bidirectional energy flow.The dynamic mathematical model for back-to-back VSC under dq synchronous reference frame is represented as well as the power exchange control principle between converters and two side ac systems.t A dual closed loop controller based on direct current control strategy is designed for active power and reactive power exchange between the converter and two side ac systems, active power control and reactive power control are decoupled. According to the system transfer function, the direct quantitative relationship is established between the desired performance targets and PI parameters based on pole-assignment for PI parameters design method.Finally, power exchange control simulation model for back-to-back VSC based on PSCAD is set up, Power exchange control between back-to-back VSC and two side ac systems is simulated, the validity of the proposed controller is demonstrated by the simulation results.Keywords: back-to-back voltage source converter, dq axis decoupled control, direct current control目 录第1章 绪论11.1 选题背景及意义11.2 背靠背VSC的研究现状1 1.2.1 背靠背VSC的应用情况1 1.2.2 VSC控制策略的研究现状5第2章 背靠背VSC的数学模型62.1 背靠背VSC的工作原理62.2 背靠背VSC的数学模型10第3章 背靠背VSC的控制器设计113.1 背靠背VSC的上层控制策略113.2 背靠背VSC的控制器设计12 3.2.1 背靠背VSC内环电流控制器设计12 3.2.2 背靠背VSC直流电压控制器设计15 3.2.3 背靠背VSC2侧控制器设计183.3 本章小结20第4章 背靠背VSC仿真运行结果224.1 背靠背 VSC 系统功率控制仿真建模22 4.1.1 锁相环22 4.1.2 dq变换模块23 4.1.3 调制波发生模块23 4.1.4 上层控制模块24 4.1.4 PWM发生模块254.2 背靠背 VSC 系统功率控制仿真结果28 4.2.1 直流电压控制仿真结果28 4.2.2 VSC1侧无功功率控制仿真结果28 4.2.3 VSC2侧有功功率控制仿真结果30 4.2.4 VSC2侧无功功率控制仿真结果31结论33致谢22参考文献32附录42I第1章 绪论1.1 选题的背景及意义目前，以全控型器件和 PWM 技术为特征的背靠背电压源型变流器（VoltageSource Converter, VSC），由于具有能够实现能量的双向流动、有功功率和无功功率可独立控制、产生的谐波含量小、直流电压可控等诸多优点，在节能与新能源备受重视的当今社会，已成为变速恒频风力发电系统、轻型直流输电系统及电动机变频调速技术的核心，从而得到了广泛的关注15。近年来，许多学者对于变流器的控制技术进行了深入研究，取得了一些成果。背靠背电压源型变流器应用于上述领域时，其控制目标是实现两端交流系统功率的相互交换，系统的整体工作性能不仅取决于控制器的稳定性、快速性和精确性，而且与主电路结构及参数有关，而控制器的性能则决定于控制策略和控制器参数选择的优劣。因此，对于背靠背 VSC 的控制器如何设计，控制器参数如何选取以满足控制目标的要求、主电路参数对系统运行特性有何影响等内容进行深入的分析和研究，对于背靠背 VSC 的实际运行有重要的指导意义。1.2 背靠背VSC的研究现状1.2.1 背靠背VSC的应用情况a.背靠背VSC在变速恒频风力发电中的应用在能源短缺、环境污染日益严重的今天，充分开发、利用可再生能源是解决能源与环境问题的最优选择，其中风能的利用又是目前最具有现实意义的方案。对此，世界各国均高度重视、大力发展，使得风电机组的装机容量和在电能生产中所占比重均迅速增长。此外，随着风电机组单机容量的不断扩大，如何最大限度地利用风能、提高发电效率已经成为风力发电的重要研究内容。变速恒频发电方式已成为风电技术的主流，其中采用变频器交流励磁的双馈异步发电系统更是当前的主要技术方案67。由于 PWM 整流-PWM 逆变形式的背靠背 VSC 不仅有良好的输出性能，更具有良好的输入性能，可获得任意功率因数的正弦输入电流，且具有能量双向流动的能力。更为重要的是根据目前商品化自关断功率器件的功率等级，可以满足兆瓦级变速恒频风力发电机组转子交流励磁的需要，有着现实的工程应用价值，因此在变速恒频双馈异步发电系统中可作为一种满足交流励磁要求的理想变频电源。由于在变速恒频双馈风力发电系统的运行过程中，两个 PWM 变流器的工作态经常变换，通常不再以它们工作于整流或逆变的状态来区分它们，而是按它们的位置分别称之为网侧 PWM 变流器和转子侧 PWM 变流器，交流励磁双馈风力发电系统结构如图 1-1 所示。 图 1-1 变速恒频交流励磁双馈异步发电系统结构示意图在具体的运行控制过程中，网侧 PWM 变流器的任务主要有两个：一是保证良好的输入特性，即输入电流的波形接近正弦，谐波含量少，功率因数符合要求，理论上网侧 PWM 变流器可获得任意可调的功率因数，这就为整个系统的功率因数的控制提供了另一个途径；二是保证直流母线电压的稳定，直流母线电压的稳定是两个 PWM 变流器正常工作的前提，是通过对输入电流的有效控制来实现的。转子侧变流器的作用是也主要分两个方面：一是给双馈异步发电机的转子提供励磁分量的电流，从而可以调节定子侧所发出的无功功率；二是通过控制双馈异步发电机转子转矩分量的电流控制转速或控制定子侧所发出的有功功率，从而使双馈异步发电机运行在风力机的最佳功率曲线上，实现最大风能追踪（捕获）运行。b.背靠背VSC在轻型直流输电系统中的应用 轻型直流输电（HVDC Light）技术采用全控型器件 IGBT（绝缘栅双极晶体管）和PWM（脉宽调制）技术组成的电压源换流器进行换流，可以工作在无源逆变方式，不需要外加换相电压，从而克服了传统 HVDC 受端必须是有源网络的根本缺陷。由于其传输容量比传统的小，装置结构简单，因此称为轻型直流输电。全控型器件的应用赋予了 HVDC Light 一些传统 HVDC 无法比拟的优点，例如可以向无源网络供电，同时独立控制有功功率和无功功率，动态补偿交流母线的无功功率，稳定直流母线电压等，甚至能够在一侧交流系统故障的条件下仍然通过另一侧输送功率，还可以构成并联多端直流系统。目前在瑞典、丹麦、澳大利亚和美国等国家已建成了 7 个轻型 HVDC 工程8-9，其主要适用于向孤立的远方小负荷区供电、风力发电站或小型水电站与主网的联结等。轻型直流输电系统结构如图 1-2所示。 图 1-2 轻型直流输电系统结构示意图 轻型直流输电系统中的背靠背 VSC 一般有四种基本控制方式： （1）定直流电压控制方式，用以控制直流母线电压和输送到交流侧的无功功率； （2）定直流电流（功率）控制方式，用以控制直流电流（功率）和输送到交流侧的无功功率； （3）定交流电压控制方式，仅控制交流侧母线电压； （4）变频率控制方式，用以控制交流侧频率，适用于与风力发电厂连接。其中方式（1）、（2）适用于与有源交流网络相联的情况，方式（3）适用于给无源网络供电的情况。对于一个实际的轻型直流输电系统，需有一端采用定直流电压控制，另一端是采用定直流电流控制还是定交流电压控制则取决于所联的交流网络是有源网络还是无源网络。c.背靠背VSC在电动机变频调速中的应用背靠背变流系统基于交-直-交结构，输入端采用 PWM 可控整流，输出端采用 PWM 逆变，与传统采用二极管不控整流的变流系统相比具有可以实现网侧电流正弦化，且可实现网侧单位功率因数，便于控制直流母线电压的泵升，能量可双向流动，可将电机制动产生的能量回馈电网，实现电机四象限运行等诸多优点10-11，背靠背变流系统如图1-3 所示。图 1-3 背靠背变流系统结构示意图根据能量的流向，背靠背变流系统运行状态可以分为两种：1、能量由三相交流电网流向电动机负载 当电动机处于拖动运行状态时，能量由交流电网经系统中的 VSC1 流向 VSC2。此时，VSC1 工作在整流状态下，使用 PWM 方式控制交流网侧的电流与电网相电压同相位，实现单位功率因数整流；VSC2 工作在逆变状态下，逆变桥开关元件在PWM 控制下，输出频率与幅值可调的正弦电压信号，实现交流电机的变频调速。2、电动机再生能量馈入三相交流电网 在变频调速过程中，当电动机处于减速运行时，由于负载惯性作用进入发电状态。此时，VSC2 工作在整流状态下，交流电动机的再生能量经由 VSC2 中开关元件和续流二极管向中间直流环节的储能电容充电，使电容器两端电压升高；VSC1 工作在有源逆变状态下，其开关元件在 PWM 控制下，将能量馈入交流电网中，完成能量的双向流动。同时，由于 PWM 整流器闭环控制作用，加上使用自关断器件和开关频率的大幅度提高，使馈入电网的电流为与电网相电压相位相反的正弦波，系统的功率因数约等于1，回收了再生能量，提高了系统功率因数，消除了变频装置对电网的谐波污染。1.2.2 VSC控制策略的研究现状目前，变流器的控制策略主要有间接电流控制、直接电流控制和基于非线性系统反馈线性化理论的 dq 矢量解耦控制。间接电流控制也称为相位和幅值控制，是通过控制变流器前端电压的相位和幅值，间接地控制交流侧电流，实现功率因数校正，改善电流波形12。直接电流控制是通过运算求出交流输入电流指令值，在引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值12。非线性系统反馈线性化理论的 dq 矢量解耦控制是通过选择适当的非线性坐标变换 z=T(x)和非线性状态反馈量 v=(x)+(x)u，从而使非线性系统得以在大范围甚至全局范围内线性化，对于多变量非线性系统，在实现线性化的同时，实现解耦13。第2章 背靠背VSC的数学模型背靠背电压源型变流器的数学模型是对其控制技术进行研究的基础，本章首先对背靠背电压源型变流器的工作原理进行分析，在此基础上建立其在 dq 同步旋转坐标系下的动态数学模型，并分析了该模型的特点。2.1 背靠背VSC的工作原理联结2个有源系统的背靠背电压源型变流器(VSC)的基本结构如图2-1所示。系统主要由2个电压源型变流器(VSC1，、VSC2 )、直流侧电容器(C)和交流侧电抗器(L1、L2)构成。电感寄生电阻及线路损耗电阻分别用R1和R2表示，通常L1=L2=L、Rl=R2=R。其中直流侧电容器C为逆变侧提供电压支撑以及滤波作用。图2-1 背靠背电压源型变流器主电路结构图 由于两侧变流器对称，下面以VSC1为例进行分析其工作原理。假设VSC中功率开关元件为理想元件，以开关信号描述其通断，定义三相桥臂开关信号为： 以a相为例，当sa=1,既a相上桥臂导通、下桥臂关断时，变流器a相对于直流侧参考点O的电压uao=udc，udc为直流侧电压；当a相上桥臂关断、下桥臂导通时，sa=0，uao=0。同理可得到b相与c相结果。因此： 因为 其中VNO为交流系统1的中性点与直流侧参考点之间的电压。可以得到 由于VSC1交流侧为三相平衡系统，其中，所以 因此 由此可得，VSC直流侧电压通过功率开关状态与交流侧电压互相关联，开关状态确定后直流电压与交流电压之间的关系也就确定14。VSC交流输出为电压脉冲，包含有基波与高次谐波。由于电感L的滤波作用，VkN中的高次谐波分量使交流电流产生的脉动非常小，可以忽略，所以VSC交流输出电压为一幅值、相位与频率可控的正弦电压，可以用（2-7）表示： 式中：m为调制比，其值等于变流器输出的交流相电压基波幅值与直流侧电压之比；为变流器输出的交流基波相电压超前交流系统基波相电压的相角。下面分析 VSC 交流侧输出电压与功率流向的关系，如图 2-2 所示，E 为交流系统电压矢量，I 为交流系统电流矢量，V 为变流器输出电压基波矢量，VL 为电感电压矢量，为V 超前E 的相位， 为交流系统的功率因数角。图2-2 稳态运行时变流器输出电压基波向量与传输功率关系示意图 图2-3 背靠背VSC系统运行状态与能量流向关系示意图忽略等效电阻 R，由稳态运行时的电压矢量关系可知，当|E|不变，|I|一定的条件下，向量V 的端点轨迹是以|VL|为半径的圆，通过控制 VSC 交流侧电压V 的幅值和相角，即可实现 VSC 有功功率和无功功率的双向流动，即实现 VSC 的四象限运行。VSC 从交流系统中吸收的有功功率 P 的大小和方向主要取决于，吸收的无功功率的大小和方向主要决于|V |（V 的幅值）。当0 变流器向交流系统传输有功功率；0，变流器从交流系统吸收有功功率。|V |E| ,变流器向交流系统提供无功功率，|V |E|, 变流器从交流系统吸收无功功率。背靠背VSC系统与两侧交流系统互联时，通过对两端VSC的运行状态（即VSC1、VSC2交流输出电压）的控制来实现能量的双向流动，如图 2-3 所示：当功率正向传输时，交流系统2从直流环节吸收能量VSC2在PWM 控制下工作于逆变状态，直流环节的电容由于放电，会导致直流电压有下降的趋势，为了保持直流电压稳定，在脉冲控制下VSC1工作于整流状态。当功率反向传输时，交流系统2向直流环节释放能量，VSC2在脉冲控制下转换成整流状态，电容充电，引起直流环节电压的上升。为了限制直流环节电压的上升，VSC1需要将直流环节的电能传向交流系统1，因此在PWM控制下转换成逆变状态。可以看出，变流器工作状态的切换是由功率传输的方向决定的。由功率守衡原理可知，要保证有功功率的平衡传输，若只对两端VSC进行孤立控制是不行的，必须对两端VSC进行协调控制。而对于两端VSC与各端交流系统的无功功率的交换，因其不需要直流侧的参与，所以可独立完成15。2.2 背靠背VSC的数学模型数学建模的目的是能够正确反映被控对象的动态特性，为被控对象控制器的设计提供依据。因此，双PWM变流器的数学模型是研究其实现多种控制功能的基础。由图1-1可知，背靠背VSC是对称拓扑结构，其三相对称系统数学模型可用如下基于d-q同步旋转坐标系下的动态微分方程组描述16 其中，直流侧电压变化方程为： 式中：1、2 分别为交流系统相电压角频率；id1、id2、iq1、iq2 分别为VSC 交流侧输出电流矢量的d、q 轴分量；Esd、Vsd、Esq、Vsq 分别为VSC 交流侧并联系统电压矢量的d、q 轴分量；md1、md2、mq1、mq2 分别为VSC1 和VSC2 调制开关函数的d、q 轴分量；Udc 为直流侧母线电压。三相对称系统中，忽略交流线路损耗与开关损耗，则流入VSC1和流出VSC2的有功功率和无功功率分别为： 式中：i01、i02为VSC1、VSC2的直流侧电流。第3章 背靠背VSC的控制器设计本章首先对背靠背VSC系统的功率交换进行了分析，将有功功率和无功功率的控制转化为对有功电流和无功电流的控制，控制系统的设计采用双闭环控制结构，内环电流控制器采用电流反馈和电压前馈的解耦控制策略，实现电流的快速跟踪，外环控制器用于确定电流参考值。基于系统传递函数，采用极点配置的PI参数设计方法，将系统的期望性能指标与PI参数建立起直接清晰的函数关系。3.1 背靠背VSC的上层控制策略背靠背VSC用于交流系统互联时，其目的是实现有功功率与无功功率的单独控制。根据式（2-10），稳态情况下Esd、Vsd均为常数，所以，分别控制id1、iq1即可控制交流系统1的有功、无功功率交换；同理可得到交流系统2相同的结论。为了确保安全运行，背靠背系统应维持直流侧电压稳定于其额定值附近。由式（2-9）（2-10）可得，此约束条件即可得到背靠背交流系统之间的有功功率交换必须维持平衡。而由于两侧交流系统间无功功率交换无需直流侧电容参与，因此相互独立。因此，背靠背VSC通常情况下采取一侧为定直流电压和无功功率控制，另一侧为有功功率和无功功率控制的控制策略。而背靠背VSC与两侧交流系统间的功率交换控制问题转换为对其d-q轴电流参考值的跟踪问题。3.2 背靠背VSC的控制器设计背靠背VSC的控制系统包括控制器和调制器两部分，控制器用于获取变换器输出的电压指令，而调制器则以此电压指令为调制波，采取SPWM调制，获得相应的脉宽调制信号，从而使变换器输出的电压电流能够接近所给定的电压指令，从而对两侧交流系统的有功、无功功率进行控制。而由于PWM技术发展已非常成熟，所以将不再进行介绍，主要进行控制器部分的设计说明。下面将通过分析背靠背VSC系统在d-q轴坐标系下的数学模型，对电网电流d轴与q轴分量进行解耦控制，设计出电流内环与电压外环的双闭环控制器，建立各个环节的传递函数，控制器的性能指标与PI参数之间建立直接的量化关系。本文中，VSC1采用定直流电压与无功功率控制，VSC2采用有功功率与无功功率控制。下面先讨论VSC1的控制器设计。3.2.1 内环电流控制器参照四象限变流器状态方程，我们可以得到如下的VSC1电压方程：其中Vd1、Vq1分别为VSC1交流输出电压的d轴分量与q轴分量。由上式可知，d、q轴电流除了受到控制量Vd1、Vq1影响外，还受到电流交叉耦合项Lid1、Liq1与电网电压Esd、Esq的影响。因此，对id1、iq1进行解耦控制，将是内环电流控制器的核心。在这里，我们将采取前馈解耦控制，以消除电流交叉耦合以及电网电压扰动的影响。可以得到控制量Vd1、Vq1为 式中的id1ref、iq1ref分别为VSC1侧有功电流id1和无功电流iq1的参考值。将式（3-2）代入（3-1）中可得：由式（3-3）可以看出，引入电流状态反馈与电网电压前馈后，只要通过调节PI调节器参数，即可使Vd1、Vq1分别跟踪其参考值，进而产生控制目标对应的d、q轴电流，并且实现了d、q轴电流的解耦控制。电流内环控制的原理如图3-1所示。图3-1 内环电流控制器由于d、q轴电流具有类似的控制对象，因此控制结构与参数也应基本相同，下面以d轴为例进行控制器设计。考虑数字化控制往往具有一个控制周期的延迟以及 PWM 装置的延迟时间，在控制器的设计中加入了电流信号采样延迟环节和 PWM 装置的延迟环节，PWM 装置的延迟时间 TTc（PWM 开关周期），一般取 T=0.5Tc，由于变流器的控制中，Tc 一般很小，时间常数很小的延迟环节可近似为一阶惯性环节。内环电流控制器传递函数等值框图如图 3-2 所示。图 3-2 内环电流控制器传递函数等值框图将电流信号采样延迟环节和 PWM 装置延迟环节合并，由于开关频率一般较高，合并后分母 s2项系数远小于 s 项系数，可将 s2项忽略，简化为一阶惯性环节：1/（1.5Tcs+1）, Tc为开关周期。简化后的内环电流控制器传递函数等值框图如图 3-3 所示。图3-3 简化后内环电流控制器传递函数等值框图开环传递函数为：其中可以看出，内环电流控制系统为一个具有零点的三阶系统，其性能很难分析，参数设计也较复杂，而且由于电流内环要求具有快速的跟随性能，因此需对其进行降阶处理。为此，令T1=L/R，即用 PI 控制器的零点和电流控制对象传递函数的极点对消，校正后的闭环传递函数为：式中：，内环电流控制器为典型二阶系统，其PI参数可根据所需动态性能指标选取。可以看出，L值越大，Tc越小，超调量越小；而Tc越小，调整时间越短。工程上常取最佳阻尼系数 作为系统设计的依据29，此时有 式中：Tc为控制周期。上式即为内环电流控制器PI参数的计算公式。3.2.2 直流电压控制器忽略线路损耗和变流器开关损耗，有 式中 p1为交流系统1发出的有功功率。可得： 式中 m1为 VSC1 调制比（VSC1 交流侧输出基波相电压幅值与直流侧电压之比），1为 VSC1 交流侧输出基波相电压与交流系统1相电压的相位差。考虑外环电压信号采样延迟，直流电压控制环节可采用如下控制规律： 则直流电压控制器传递函数等值框图如图 3-4 所示。图3-4 直流电压控制器传递函数等值框图由于 m1cos1为一时变环节，这给直流电压环设计带来了困难，为此采用该环节的最大比例增量的取值来代替，采用 SPWM 调制时，m11, 由于该环节为1 时对整个电压环稳定性影响最大，因此这种近似处理是合理的。同时将电压采样延迟环节和电流内环传递函数合并，并近似为一惯性环节 1/（4Tcs+1），简化后的直流电压控制器传递函数等值框图如图 3-5 所示。图 3-5 简化后的直流电压控制器传递函数等值框图控制器闭环传递函数为：其中：其闭环特征方程为：直流电压控制器为3阶系统，利用主导极点的概念将系统在允许的误差情况下进行降阶处理：如果一个实数极点（或一对复数极点）距离虚轴最近，而其它极点与虚轴的距离都比这个（或这对）极点与虚轴的距离大5倍以上，则此系统的瞬态响应可近似视为由这个（或这对）极点所产生，并称之为主导极点。在高阶稳定系统中，主导极点往往是一对共轭复数极点，这样可得到最短的调整时间和较高的精度，此时高阶系统相应的性能指标可近似按二阶系统来分析30-31。为此，将系统其中两个极点配置为一对共轭极点并使之成为主导极点，另外1个极点配置在距离虚轴很远的地方。假设系统期望的闭环主导极点为：，闭环非主导极点为：，n 一般取510。n 越大 3 阶系统的特性越接近于闭环主导极点决定的二阶系统。期望的闭环特征方程为：对比D（s）与D'（s）有当开关周期Tc确定时，由n、可求得n，进而确定直流电压控制器PI参数：其中取n=10，阻尼系数 按二阶系统最佳整定值取 0.707，PI 参数计算公式为：式（3-6）和（3-14）即为基于极点配置方法设计的背靠背 VSC 控制器参数，这些参数与系统动态性能指标建立了直接的函数关系，确保了动态性能指标的实现。q 轴电流参考值由 VSC1 侧无功功率参考值确定：。VSC1控制系统结构如图3-6所示。图3-6 VSC1控制系统结构图3.2.3 VSC2侧控制器由于VSC2和VSC1侧对称，同理将式（2-8）表示为式中Vd2、Vq2分别为VSC2交流输出电压的d轴分量和q轴分量。引入 d、q轴电压耦合补偿项ud2、uq2，对电网扰动电压 Vsd、Vsq采取前馈补偿，实现 d、q 轴电流的独立解耦控制。VSC2输出电压控制方程为：式中id2ref、iq2ref分别为VSC2侧有功电流id2和无功电流iq2的参考值，将式（3-16）代入（3-15）有：即调节PI控制器参数使之满足式（3-17），即可实现了d、q 轴电流的解耦控制：图3-7 VSC2内环电流控制器由于 VSC2 与 VSC1 电流控制对象结构相同，因此具有相同的传递函数，PI参数也相同。即式（3-6）亦为 VSC2 电流内环 PI 参数的求解公式。VSC2 侧电流参考值由有功功率和无功功率的参考值确定，即 VSC2 控制系统结构如图 3-8 所示。图3-8 VSC2控制系统结构图3.3 本章小结1本章根据背靠背 VSC 系统的上层控制策略，确立了一侧变流器定直流电压和无功功率控制，另一侧变流器采用定有功功率和无功功率控制的控制模式。将背靠背 VSC 与两端交流系统间的功率交换控制问题，转化为满足运行约束下电流有功分量和无功分量参考值的跟踪问题。2设计了基于直接电流控制的双闭环解耦控制器，外环控制用于确定电流参考值，内环控制用于快速跟踪电流参考值，实现了有功功率和无功功率的解耦控制。基于系统传递函数，采用极点配置的 PI 参数设计方法，使控制器的期望性能指标与 PI 参数之间建立了直接的量化关系。图 3-9 背靠背 VSC 控制系统结构图第四章 背靠背VSC仿真运行结果4.1 背靠背VSC系统功率控制仿真建模采用PSCAD仿真软件建立了背靠背电压源型变换器的仿真模型，并对其功率及直流侧电压控制进行了仿真实验，验证了其控制器及主电路模型的有效性，选取的电路参数如下：表5-1 背靠背VSC系统电路参数表5-2 PI调节器参数下面介绍仿真模型中的各个模块。4.1.1 锁相环 图4-1 锁相环模块仿真图Usa、Usb、Usc、Usa2、Usb2、Usc2分别是两侧交流系统三相电压；theta为整流侧交流系统A相电压相位，theta2为逆变侧交流系统A相电压相位。由于PSCAD软件dq变换模块所采取的dq轴超前于国内采用的dq轴90°，因此在锁相环输出的电压相位在提供给park变换模块进行3s/2r变换之前，需减90°，才能使之与数学模型计算中采用的dq轴统一，进而得到正确的结果。4.1.2 dq变换模块 图4-2 dq变换模块仿真图Ia、Ib、Ic、Ia2、Ib2、Ic2分别为两侧交流系统三相电流；usd、usq、usd1、usd2分别为两侧交流系统三相电压进行park变换后的d轴与q轴电压分量，id、iq、id2、iq2分别为两侧交流系统三相电流进行park变换后的d轴与q轴电流分量；4.1.3 调制波发生模块 图4-3 调制波发生模块Udc为直流侧电压；theta、theta2分别为两侧交流系统A相电压相位；ura、urb、urc、ura2、urb2、urc2分别为两侧变换器三相调制波。4.1.4 上层控制模块图4-4 VSC1上层控制模块Udcref为直流侧电压参考值，Qref为无功功率参考值，Udc为直流侧电压。值0.5652为运算后得到的固定值。图4-5 VSC2上层控制模块图4-6 VSC1侧PWM脉冲发生模块图4-5中P2ref、Q2ref分别为VSC2侧交流系统有功、无功功率参考值。4.1.5 PWM发生模块图4-7中comparator为比较器，当A>B时，输出1；当A<B时，输出0。G1G6为VSC1的6路控制脉冲。图4-7 VSC2侧PWM脉冲发生模块T1T6为VSC2的6路控制脉冲，其余与VSC1侧相同。图4-8 锯齿波发生模块uc为锯齿波输出，即PWM脉冲发生模块输入的载波。35图4-9 仿真模块主电路图4.2 背靠背VSC功率控制仿真结果4.2.1 直流电压控制仿真结果图4-10 直流电压控制仿真结果图在经过0.25s时间后，直流侧电压接近参考电压700V，为702V。符合电路参数中的直流电压波动值小于udcref的10%的要求。4.2.2 VSC1侧无功功率控制结果当无功功率给定值为0Var时，其仿真控制结果为：图4-11 Qref=0时VSC1侧无功功率仿真控制结果图图4-12 Qref=0时VSC1侧交流系统A相电压和A相电流波形当无功功率给定值为0Var时，VSC1侧交流系统无功功率在3s时跟踪上给定值，由VSC1侧交流系统A相电压电流波形可知，其电压电流同相位，无功功率为0，确实跟踪上了给定。当无功功率给定值为10kVar时，其仿真控制结果为：图4-13 Qref=10kVar时VSC1侧无功功率仿真控制结果图图4-14 Qref=10kVar时VSC1侧交流系统A相电压和A相电流波形无功功率给定值为10kVar时，无功功率于5s时达到了稳态值的98%,跟踪了给定。4.2.3 VSC2侧有功功率控制结果图4-15 VSC2侧有功功率仿真结果图VSC2侧有功功率给定值为20kW，VSC2侧有功功率于0.1s时达到给定值的99%,表明VSC2能良好的跟踪给定有功功率。4.2.4 VSC2侧无功功率控制结果当无功功率给定值为0Var时，其仿真控制结果为：图4-16 Qref=0时VSC2侧无功功率仿真控制结果图图4-17 Qref=0Var时VSC2侧交流系统A相电压和A相电流波形当无功功率给定值为0Var时，VSC2侧无功功率于3s时跟踪给定，其A相电压电流同相位。当无功功率给定值为10kVar时，其仿真控制结果为图4-18 Qref=10kVar时VSC2侧无功功率仿真控制结果图图4-19 Qref=10kVar时VSC2侧交流系统A相电压和A相电流波形当VSC2侧无功功率给定值为10kVar时，无功功率于8s时跟踪上给定，较无功功率给定值为0时，跟踪特性有所下降。结论本文对背靠背电压源型变流器的数学建模、控制器设计进行了研究，取得如下结论：1 基于背靠背电压源型变流器与两端交流系统互联时的控制目标，确定了一侧变流器定直流电压和无功功率控制，另一侧变流器采用定有功功率和无功功率控制的控制策略。设计了基于直接电流控制的双闭环控制器，外环控制用于确定电流参考值，内环控制用于快速跟踪电流参考值，实现了有功功率和无功功率的解耦控制。基于系统传递函数，采取了极点配置的PI参数设计方法进行了PI参数计算。2 利用PSCAD软件搭建了电网到电网的背靠背VSC系统的仿真模型，通过对背靠背 VSC 与两端交流系统的功率交换进行控制仿