双向H桥直流斩波电源倍频运行模式的拓扑结构简化.doc
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1、12第二章 双向H桥直流斩波电源倍频运行模式的拓扑结构简化第二章 双向H桥直流斩波电源倍频运行模式的拓扑结构简化加速器电源一般运行于直流或脉冲状态,大部分电源输出功率在100kW 以下, 属于中小功率的设备,以开关电源为多。基于H桥拓扑的电源可以运行于多种模式:逆变模式,相当于单相全桥逆变器,常见于中小功率的单相高功率因数电路,采用移相全桥控制【4】【5】;直流倍频斩波模式和直流脉冲倍频斩波模式【6】,相当于两个斩波器串联,具有BUCK电路的运行特性。当H桥运行于上述后两种工作状态时可以输出双极性的直流/脉冲电流波形,很适合加速器系统四极铁、六极铁等运行的需要,因此也是本论文研究的重点内容。2
2、1 双向H桥直流斩波电源的常见拓扑结构基于H桥拓扑的电源其前级输入是一台直流电源,在中等或大功率场合可以采用三相二极管不控整流方案或者三相IGBT矢量整流方案实现,整台电源拓扑如图2.1和图2.2所示;在小功率场合常采用单相AC/DC电路,其拓扑电路类型较多,但功能都是为工作于斩波状态的H桥提供一个符合功率、电压纹波等指标要求的恒定电压源,整台电源拓扑如图2.3所示。图21 前级电源为三相不可控整流的H桥直流/脉冲开关电源拓扑第二章 双向H桥直流斩波电源倍频运行模式的拓扑结构简化29图22 前级电源为三相IGBT矢量整流的H桥直流/脉冲开关电源拓扑图23 前级电源为单相AC/DC电源的H桥直流
3、/脉冲开关电源拓扑在前级电源满足输出功率、输出电压纹波、输出电压稳定度和精度等指标的情况下,为简化研究,均可以将上述几种拓扑结构的电源视为一个理想电压源。图21、图22和图23中电源输出负载端由电容C31、C32等组成的阻容网络属于高频高压小容量的共轭滤波器,不影响电源工作点等基本运行原理,因而运行于直流倍频斩波模式和直流脉冲倍频斩波模式的加速器H桥拓扑电源可以简化为下图2.4所示结构。图24 简化结构的H桥直流/脉冲开关电源拓扑22 H桥直流斩波电源在倍频运行模式下的拓扑结构简化工作于倍频斩波模式时,假定H桥对角线上1、4管斩波工作时流入负载的电流方向为正极性,2、3管斩波工作时负载的电流方
4、向为负极性;PWM脉冲由一个三角波和两个误差信号比较产生,这两个误差信号都来自于同一个调节器,幅值相等,比较后产生的PWM波形如图2.5所示。图25 H桥对角线1、4管倍频斩波的PWM波形H桥对角线上1管的PWM波形为VT1,4管的PWM波形为VT4。VT1和VT4在都大于50占空比时H桥对角线上的1管和4管有公共导通时间并产生倍频斩波效果如图2.5中等效V0波形的所示。在T0T1段,V1导通、V4关断,电路等效PWM波形V0为零。此时前级直流电源没有向负载传递能量,在滤波电抗器和感性负载的电感共同作用下电路通过V1与反并联二极管VD3续流,电流方向如图2.6(a)所示。在T1T2段,V1和V
5、4共同导通,电路等效PWM波形V0开始有TW的不为零时间,前级直流电源开始向负载传递能量,负载中流过电流,电流方向为电源经V1负载V4流回电源如图2.6 (b)所示。T2T3段,V1再次关断,V4继续导通,电路等效PWM波形V0为零。前级直流电源停止向负载传递能量,由于滤波电抗器和感性负载的电感共同作用,流经电感的电流方向不变,电路通过V4与反并联二极管VD2续流,电流方向如图2.6 (c)所示。T3T4段,V4继续导通,V1再次导通,电路等效PWM波形V0又有TW的不为零时间,前级直流电源又开始向负载传递能量,负载中流过电流,电流方向为电源经V1负载V4流回电源如图2.6 (d)所示。T4T
6、5 段,V1继续导通,V4再次关断,电路所有状态跟T0T1段相同,又开始新的一个工作周期,如图2.6 (e)所示。图26 H桥对角线1、4管倍频斩波T0T5阶段电路的电流途径H桥拓扑电源工作于图2.6所示方式的优点显而易见:1. 电路结构简单,没有桥式电路的上下桥臂直通问题(对角线上1、4管工作时另一对角线上的2、3管始终处于关断状态);2. 开关管的工作频率低,开关损耗小,可靠性高;3. 开关工作于Fs频率,但电路的等效实际输出脉冲频率却为2Fs; 4. 电源输出可以实现平滑无极换向。该电路和工作方式在数字化时产生一个缺点:普通BUCK电路的占空比在计数值为0TP范围内产生01.0的调解范围
7、而倍频斩波方式下计数器以UP-DOWN方式(即计数器先从0递增计数到周期值TP,再从TP递减计数到0)计数,PWM的产生、调节范围不一样,1、4管的PWM比较范围被限制在0.5 TP,牺牲了1/2的PWM范围,数字器件的DPWM分辨率因此对应损失了一半。若要满足加速器特种电源的高精度、高分辨率的要求,对数字器件的PWM分辨率能力要求很苛刻。从图2.5和图2.6可以看出,在一个开关周期Ts内H桥斩波器等效导通、关断了两次,取得了倍频效果,按照前述假定:H桥对角线上1、4管斩波工作时流入负载的电流方向为正极性,2、3管斩波工作时负载的电流方向为负极性,那么图2.4的拓扑结构可以再次简化等效为两个
8、反方向并联的BUCK斩波电路,如图2.7所示。图27 H桥倍频斩波电路等效的BUCK电路图中Vin为等效的前级理想直流电压源输出电压,S14和D14分别为H桥对角线1、4管斩波时整个电路的等效开关管和等效续流二极管,Lf和C分别是H桥口的等效二阶LC滤波网络元件。假定整个电路参数对称,2、3管斩波工作时,有对应的等效元件Vin、S23、D23、Lf和C。至此加速器双向H桥直流斩波电源倍频运行模式简化为我们非常熟悉的BUCK电路带感性负载的情况加以研究。第三章加速器H桥直流斩波电源的系统建模与控制算法31 开关电源数学建模方法介绍对DC-DC变换器进行数学建模是分析其动态特征的基本工作。人们通常
9、把DC-DC变换器一个开关周期内两个或多个不同的拓扑结构进行某种意义上的平均,将DC-DC变换器本质非线性时变电路转换为小信号下的非时变线性电路,即用平均的方法获得对DC-DC变换器连续解析的数学描述,进而可以利用经典的线性电路特性来分析DC-DC变换器的稳态/暂态工作特性。其中最典型的建模方法是Middlebrook R.D和Cuk S在1976年首先提出的状态空间平均法【7】和Vorperian V在1987年首先提出的三端开关器件模型法【8】。状态空间平均法(以下简称状态平均法)认为:虽然DC-DC变换器属于本质非线性时变电路,但在一定条件下,可以将电路中的电感、电容、电阻和开关器件视为
10、理想元件。在一个开关周期内根据开关器件的导通和关断状态,这些元件组成了不同的电路网络;以储能元件的物理量(电感电流和电容电压)为状态量,利用时间平均方法就可以得到一个完整开关周期内的平均状态变量。这样DC-DC变换器的本质非线性时变电路就可以转换为连续的线性非时变电路,在此基础上就可以利用传统经典理论进行进一步的分析。状态平均法的优点是:物理概念清晰、明确,分析方法简单易用,因而在实际当中得到广泛应用;缺点是:要求电路中的开关器件工作频率远远大于电路特征频率,状态方程中的输入变量要求是常数或者相对缓慢变化的变量,因而不适用于输入变量急速变化的情况。三端开关器件模型法(以下简称三端器件法)是从电
11、路结构出发,利用时间平均技术进行分析。三端器件法将BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、CUK这四种基本的DC-DC变换器中的可控开关元件及其相邻的二极管作为一个整体看成一个三端器件,利用这个三端器件的端口平均电压和平均电流关系来描述整个DC-DC变换器的工作情况,更复杂的电路可以由上述四种变换器的结构推导得到。三端器件法的优点是:建立了大小信号统一的开关模型,既可以进行稳态分析又可以进行动态小信号分析,方法简单灵活;缺点是需要预知DC-DC变换器的直流稳态特性,只用于理想开关变换器的建模与分析。32 加速器H桥直流斩波电源的状态平均法系统建模在图2.7所示电路中以负载为中心左右两边的等
12、效电路不同时工作,因而可以把H桥电路倍频斩波的工作过程转换为BUCK电路带大电感负载时的情况研究。以1、4管斩波工作时为例,考虑滤波电感Lf的等效串联电阻Rf,滤波电容C等效串联电阻Rc这两个寄生参数,忽略等效可控开关器件和等效二极管的导通电阻和其它寄生参数,考虑磁铁负载的电感量为L,其等效串联电阻为R,磁铁电感与滤波电感不存在耦合关系,电路工作在CCM(Continuous Conduction Mode)状态。当等效开关管处于导通状态时,图2.7可等效为图3.1(a),当等效开关管处于关断状态时,图2.7可等效为图3.1(b)。图31(a) 等效开关管导通状态时等效电路图31(b) 等效开
13、关管关断状态时等效电路对图3.1(a)列方程为: (3.1)令x=if iL vcT,u=vin iinjT,把上式写成状态方程形式: (3.2)式(3.2)展开为:(3.3)则:同样,对图3.1(b)列方程为:(3.4)经整理得到:(3.5)显然,把上式也写成状态方程形式如下(3.6)则:利用状态平均法,我们可以得到:(3.7)注意到A1=A2,C1C2,E1E2,所以:dA1+(1-d)A2=A1=A2=A;dC1+(1-d)C2=C1=C2=C;dE1+(1-d)E2=E1=E2=E;另外:至此,利用状态平均法得到了H桥电路倍频斩波的状态方程参数。将式(3.7)展开为:(3.8)暂不考虑
14、输入电压波动、电源输出阻抗等系统参数与性能,令vin=Uin,iinj=I0,各状态量与变量用稳态分量和扰动分量表示,即,由式(3.8)可得直流电路模型和交流小信号模型,即式(3.9)、式(3.10):(3.9)(3.10)从(3.10)中得到加速器稳流电源所关心的控制量占空比d与负载电流iL之间的关系,即占空比与负载电流的开环传递函数如(3.11)所示:(3.11)另外,对输出电压的传递函数也可由式(3.10)求得如式(3.12)所示:(3.12)若忽略等效滤波电感Lf的等效串联电阻Rf,并且将负载换成纯电阻负载即令L=0,则式(311)、(312)与文献【9】中用状态平均法得到的CCM(C
15、ontinuous Conduction Mode)模式数学模型完全相同,因而可以将文献【9】中的结论看作是本文的一个特例;文献【10】中使用电路平均法得到了连续工作模式数学模型,若忽略其中开关器件导通电阻并将负载换成纯电阻负载条件,则本文可视为用不同建模方法对文献【10】的一个印证。为验证本数学模型的正确性,针对一台15A/15V小电源样机上做了仿真和实验验证。实验参数为Lf=0.68 mH、Rf=1 m、C=30 F、Rc=0.1 m、R=0.766 、L=0.34 mH(实验负载为电抗器串联电阻),电源开关频率为15 kHz;使用MATLAB对模型进行仿真分析,结果如图3.2所示。占空比
16、与负载电流的传递函数阶跃响应实际测量波形如图3.3所示,阶跃响应实验与仿真结果的数据对比如图3.5所示。图32占空比与负载电流的开环传递函数伯德图图33占空比与负载电流的传递函数阶跃响应图34阶跃响应实验与仿真结果的数据对比测量用电流反馈器件为ABB LEM电流传感器EL50P1,采样电阻为75 ,示波器为泰克TPS2024。由于TPS2024没有扫描捕捉功能,利用其触发功能难以捕捉到系统的阶跃响应,但利用数字电源的给定可编程特点,软件编程使用长周期小占空比的门信号序列来替代阶跃给定信号,便可用TPS2024的普通触发功能捕捉到系统电流的阶跃响应。因为电路中双管倍频斩波与单管斩波的差异,另外样
17、机的机箱结构导致滤波电抗器Lf与C的实际高频参数难以准确测量,实验与仿真数据不完全一致。实验测量数据显示系统的实际动态性能比仿真结果稍快,但整体动态响应特性基本相符,证明该电源数学模型基本准确。33 加速器H桥直流斩波电源的控制策略与算法对电源的拓扑结构做精确的数学描述以表征其性能及特性是电路分析与电源设计的基础,而电源控制策略的研究和选择则是在电源的拓扑模型基础上为电源选择适合电源特性的闭环控制方法。控制策略和算法的选择对电源的正常工作和是否能够获得满意的性能非常重要。新的控制策略和算法若是能够在不增加硬件成本甚至减少成本简化设计的前提下改进或达到电源的各项性能则是所有设计者热切期望的。尤其
18、是数字电源的出现,使得算法的改进以提高电源性能降低成本变得更加直观和容易,因而吸引了大量的研究。DC-DC变换器的控制策略经历了从早期的电压模式控制(Voltage Mode Control)到电流模式控制(Current Mode Control)两大阶段。电流模式控制又先后出现了峰值电流模式控制 (Peak Current Mode Control)和均值电流模式控制 (Average Current Mode Control)这两种控制算法。目前各种新颖的控制策略层出不穷,如何提高电源动态性能和降低/简化电源设计是其中的一个研究热点,在国内外的学术资料上可以看到大量的文献利用数字电源的优
19、势将各种智能控制、非线性控制方法与常规的控制策略相结合以提高电源的性能【】【2】【3】【4】,其技术发展趋势已经很明显。电压模式控制图35 BUCK变换器电压模式控制图电压模式控制(Voltage Mode Control)如图3.5所示,它是20世纪60年代开关稳压电源刚出现时发展起来的控制方法,仅仅用单电压环控制调节,比较简单,容易实现,而且占空比调节不受限制。这种方法与必要的保护电路相结合,能够满足很多场合的应用要求,因此至今仍被工业界广泛的应用。但电压模式控制的缺点也是明显的:没有可预测输入电压影响的电压前馈机制,对瞬变输入响应慢,整个电源的动态响应也慢【15】。电流控制模式中的峰值电
20、流模式控制(Peak current Mode Control)图36 BUCK变换器峰值电流模式控制图峰值电流模式控制(Peak current Mode Control)如图3.6所示。峰值电流模式控制来源于单端自激式反激开关电源,20世纪70年代末期学术上开展了深入建模研究,到80年代实现该控制算法的PWM集成电路(UC3842,UC3846等)的出现迅速推广了该控制算法的应用。峰值电流模式控制(Peak current Mode Control)跟电压模式控制(Voltage Mode Control)最根本的区别在于引进了电感电流iL,PWM脉冲的产生不再是电压误差信号uc与锯齿波的
21、比较产生,而是uc与开关器件峰值电流iL所对应的电压相比较。峰值电流模式控制是双闭环控制系统,电流内环按照每个脉冲瞬时快速工作,控制电感电流的动态变化,电压外环仅控制输出电压。峰值电流模式控制与电压模式控制相比的具有更快的负载响应或输入瞬变响应速度、自身具有限流能力易实现过流保护,更容易均流等优点;但峰值电流模式控制存在开环稳定性问题,在占空比大于50是会产生次谐波震荡,需要斜坡补偿【16】【17】【18】【19】。电流控制模式中的平均电流模式控制(Average current Mode Control)图37 BUCK变换器平均电流模式控制图平均电流模式控制是在峰值电流模式控制的基础上改进
22、得来,在20世纪90年代后期开始成熟应用于动态响应要求较高的开关电源。平均电流模式控制的电压反馈依然从负载端取样,与电压给定做差后生成uc,电感电流iL经采样后与uc做差,这个差值经过电流积分器产生的信号与锯齿波比较产生PWM信号。平均电流模式控制中引入了电流积分器,既提高了电流控制精度又增强了抗干扰能力,不需要斜坡补偿,但是对负载变化的响应速度不如峰值电流模式控制方法快【20】【21】【22】。对于加速器用电源的领域,电源的控制模式具有一定的特殊性。由于电源的负载是磁铁,电感量通常相对较大,从控制角度讲电源的负载是一个很大的一阶惯性环节,而电源的控制/调节目标是负载的电流,当对电流进行单环模
23、式控制时,这种控制模式本质属于电流模式控制,但外观上更接近于电压模式控制。对于同时还要求稳压控制的场合还需要引入负载电压做为电压反馈。加速器电源控制模式如图3.8所示。图38 加速器电源控制模式图在控制模式下对于调节器算法的选择问题上,传统的PID算法不管在模拟电源时代还是在新出现的数字电源内都是最常见的选项。这是因为PID算法的调节效果一般能够满足绝大多数应用场合的要求,在连续系统内是技术最成熟、应用最广泛的一个调节方式。国外加速器实验室如瑞士光源、德国GSI所研制的数字电源不带大电感负载比如超导磁铁时选用的调节器算法是数字PID算法,国内上海光源与北京散列中子源新研制的数字电源也是选用的数
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